電流的檢測(cè)有兩種基本的方案。一種是測(cè)量電流流過的導(dǎo)體周圍的磁場(chǎng)，另一種是在電流路徑中插入一個(gè)小電阻，然后測(cè)量電阻上的壓降。第一種方法不會(huì)引起干擾或引入插損，但成本相對(duì)比較昂貴，而且容易產(chǎn)生非線性效應(yīng)和溫度系數(shù)誤差。因此磁場(chǎng)檢測(cè)方法通常局限于能夠承受與無插損相關(guān)的較高成本的應(yīng)用。

 

本文主要討論半導(dǎo)體行業(yè)中已經(jīng)得到應(yīng)用的電阻檢測(cè)技術(shù)，它能為各種應(yīng)用提供精確且高性價(jià)比的直流電流測(cè)量結(jié)果。本文還介紹了高邊和低邊檢測(cè)原理，并通過實(shí)際例子幫助設(shè)計(jì)師選擇適合自己應(yīng)用的最佳方法。

 

 

在電流路徑中以串聯(lián)的方式插入一個(gè)低阻值的檢測(cè)電阻會(huì)形成一個(gè)小的電壓降，該壓降可被放大從而被當(dāng)作一個(gè)正比于電流的信號(hào)。然而，根據(jù)具體應(yīng)用環(huán)境和檢測(cè)電阻的位置，這種技術(shù)將對(duì)檢測(cè)放大器造成不同的挑戰(zhàn)。

 

比如將檢測(cè)電阻放在負(fù)載和電路地之間，那么該電阻上形成的壓降可以用簡(jiǎn)單的運(yùn)放進(jìn)行放大(見圖1B)。這種方法被稱為低邊電流檢測(cè)，與之相對(duì)應(yīng)的方法為高邊檢測(cè)，即檢測(cè)電阻放在電源和負(fù)載之間(見圖1A)。

 

圖1：上面簡(jiǎn)化的框圖描述了一種基本的高邊檢測(cè)電路(圖1A)和一種基本的低邊檢測(cè)電路(圖1B)。

 

檢測(cè)電阻值應(yīng)盡可能低，以保持功耗可控，但也要足夠大，以便產(chǎn)生能被檢測(cè)放大器檢測(cè)到并在目標(biāo)精度內(nèi)的電壓。值得注意的是，在檢測(cè)電阻上得到的這種差分檢測(cè)信號(hào)寄生在一個(gè)共模電壓上，這個(gè)共模電壓對(duì)低邊檢測(cè)方法來說接近地電平(0V)，但對(duì)高邊檢測(cè)方法來說就接近電源電壓。這樣，測(cè)量放大器的輸入共模電壓范圍對(duì)低邊方案來說應(yīng)包含地，對(duì)高邊方案來說應(yīng)包含電源電壓。

 

由于低邊檢測(cè)時(shí)的共模電壓接近地電平，因此電流檢測(cè)電壓可以用一個(gè)低成本、低電壓的運(yùn)放進(jìn)行放大。低邊電流檢測(cè)簡(jiǎn)單且成本低，但許多應(yīng)用不能容忍由于檢測(cè)電阻引入的地線干擾。較高的負(fù)載電流會(huì)使問題更加嚴(yán)重，因?yàn)橄到y(tǒng)中地電平被低邊電流檢測(cè)偏移的某個(gè)模塊可能需要與地電位沒變的其他模塊進(jìn)行通信。

 

為了更好地理解這個(gè)問題，可以看一下圖2中采用低邊電流檢測(cè)技術(shù)的“智能電池”充電器，其中AC/DC轉(zhuǎn)換器的輸出連接到了“2線”智能電池。

 

圖2：采用低邊電流檢測(cè)技術(shù)的“智能電池”。

 

這種電池通常采用單線來傳遞指示電池狀態(tài)的電池細(xì)節(jié)信息，還有一根線用于溫度測(cè)量，出于安全的原因，這根線與負(fù)極和正極端子是隔離的。為了檢測(cè)電池溫度，電池通常內(nèi)置一個(gè)熱敏電阻，由該電阻提供正比于電池負(fù)極電壓的輸出信號(hào)。

 

當(dāng)采用低邊檢測(cè)方案時(shí)，可按照如圖2底部所示的方式插入檢測(cè)電阻。由電池電流產(chǎn)生的檢測(cè)電壓經(jīng)放大后饋入控制器，再由控制器做出一些必要的處理來調(diào)整功率流。由于檢測(cè)電壓隨電池電流而變，這樣就會(huì)改變電池負(fù)極的電壓，而溫度輸出是以負(fù)極端子作為基準(zhǔn)信號(hào)因此就導(dǎo)致溫度輸出不精確。

 

低邊檢測(cè)的另外一個(gè)主要缺點(diǎn)，體現(xiàn)在電池和地之間意外短路所導(dǎo)致的短路電流不能被檢測(cè)到。在圖2所示電路中，正極電源和地之間短路會(huì)產(chǎn)生足夠毀壞MOS開關(guān)(S1)的大電流。然而，盡管有這樣的問題，低邊檢測(cè)方案的簡(jiǎn)單和低成本使得它對(duì)那些短路保護(hù)不是必要的應(yīng)用來說有很大的吸引力，因?yàn)樵谶@種應(yīng)用中地線干擾是可以容忍的。

 

 

高邊電流檢測(cè)(圖1b)指的是將檢測(cè)電阻放在電源電壓和負(fù)載之間的高位。這種放置方式不僅消除了低邊檢測(cè)方案中產(chǎn)生的地線干擾，還能檢測(cè)到電池到系統(tǒng)地的意外短路。

 

然而，高邊檢測(cè)要求檢測(cè)放大器處理接近電源電壓的共模電壓。這種共模電壓值范圍很寬，從監(jiān)視處理器內(nèi)核電壓要求的電平(約1V)到在工業(yè)、汽車和電信應(yīng)用常見的數(shù)百伏電壓不等。應(yīng)用案例包括典型筆記本電腦的電池電壓(17到20V)，汽車應(yīng)用中的12V、24V或48V電池，48V電信應(yīng)用，高壓電機(jī)控制應(yīng)用，用于雪崩二極管和PIN二極管的電流檢測(cè)以及高壓LED背光燈等。因此，高邊電流檢測(cè)的一個(gè)重要優(yōu)勢(shì)，那就是檢測(cè)放大器具備處理較大共模電壓的能力。

 

 

對(duì)于工作在5V的典型低壓應(yīng)用來說，高邊檢測(cè)放大器可采用簡(jiǎn)單的儀表放大器(IA)。然而，不同的IA架構(gòu)有著不同的限制，如有限的輸入共模電壓范圍。另外，IA也比較昂貴，而且在較高共模電壓時(shí)，低壓IA根本無法工作。因此設(shè)計(jì)高壓高邊電流檢測(cè)所需的放大器是一個(gè)艱巨的挑戰(zhàn)。

 

解決這個(gè)問題的一個(gè)直截了當(dāng)?shù)姆椒?，就是使用?jiǎn)單的電阻分壓器來降低高邊共模電壓，讓這個(gè)共模電壓落在檢測(cè)運(yùn)放的輸入共模范圍內(nèi)。然而，這種方法不僅體積大，成本高，而且像下文說明的那樣還可能無法提供精確的結(jié)果。

 

讓我們考慮這樣一個(gè)例子：在檢測(cè)電阻上產(chǎn)生100mV檢測(cè)電壓，該電壓寄生在10V的共模電壓上。對(duì)應(yīng)100mV滿幅檢測(cè)電壓的理想輸出是2.5V，最差精度指標(biāo)是1%。

 

采用圖3所示的簡(jiǎn)單電阻分壓器可將10V共模電壓減小10倍。

 

圖3：實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)高邊電流檢測(cè)的電路。

 

配置為差分放大器的運(yùn)放A1能很輕松地處理1V共模電壓。但Vsense(100mV)同樣也被縮小了10倍，因此在差分放大器A1的輸入端檢測(cè)電壓只有10mV。為了提供要求的2.5V滿刻度電平，還必須引入第二個(gè)放大器A2，并設(shè)置為250倍的增益。

 

值得注意的是，A1的輸入偏移電壓無衰減地出現(xiàn)在其輸出端，同時(shí)出現(xiàn)在A2輸入端，然后被放大250倍。由于這些偏移電壓是不相關(guān)的，它們?cè)贏2輸入端可能整合為一個(gè)平方根和(RSS)，并形成等效偏移電壓。假設(shè)兩個(gè)運(yùn)放都有1mV的輸入偏移電壓，那么等效偏移電壓為：

 

 

其中VOS_A1和VOS_A2分別是A1和A2的輸入偏移電壓。

 

 

因此由上述公式可以得出A2輸出端僅由輸入偏移電壓所引起的誤差電壓為：

 

250(1.4mV) = 350mV

 

這樣，運(yùn)放偏移電壓造成了14%的系統(tǒng)誤差。

 

 

第二個(gè)主要的誤差源，是來自與放大器A1的電阻臂相關(guān)的公差。A1的CMRR很大程度上取決于電阻增益設(shè)置臂R2/R1和R4/R3之比值。兩個(gè)臂中電阻比值即使差1%，也會(huì)產(chǎn)生90μV/V的輸出共模增益。

 

使用1%公差的電阻時(shí)，電阻臂比值最大變化為±2%，相當(dāng)于最壞情況下3.6mV/V的共模電壓誤差。這樣，10V的輸入共模電壓變化將在A1輸出端產(chǎn)生高達(dá)36mV的誤差(電阻臂變化1%時(shí)的誤差為0.9mV)。36mV的誤差顯然是不能接受的，因?yàn)樗鼘?dǎo)致增益為250的A2出現(xiàn)飽和！即使電阻臂比值變化1%也會(huì)產(chǎn)生放大的誤差電壓0.9mVx250=225mV。

 

 

總誤差等于A1輸入偏移電壓、A2輸入偏移電壓、以及由電阻精度引起的誤差電壓的RSS總和。如上所述，電阻%1的精度變化加上10V的共模電壓變化本身就會(huì)產(chǎn)生最大36mV的誤差，并使A2飽和。假設(shè)電阻臂R2/R1和R4/R3之間的比值只變化1%，輸出誤差也將高達(dá)0.9mV。因此總的RSS輸入誤差電壓為：

 

 

其中VOS_A1和VOS_A2分別是A1和A2的輸入偏移電壓，VOS_MISMATCH是由于電阻臂比值1%的變化引起的輸入誤差電壓：

 

 

即使我們忽略溫度變化，由于放大器A1和A2的偏移電壓以及電阻臂比值1%的失配引起的總誤差也可能高達(dá)1.67mVx250=417.5mV，是滿刻度輸出的16.7%。換句話說，417.5mV誤差電壓看上去像是417.5mV/25 = 16.7mV的輸入偏移誤差，這顯然是不可接受的。

 

總誤差可以通過使用更高精度的電阻(0.1%)、或具有更好偏移電壓規(guī)格的放大器來縮小。但這些措施將進(jìn)一步增加本來就已經(jīng)包含了眾多元件的系統(tǒng)的成本。

 

另外，即使沒有負(fù)載，電阻分壓器R4/R3和R2/R1也提供了電源電流到地的流通路徑。這種到地的低共模阻抗在電池供電設(shè)備中很關(guān)鍵，因?yàn)殡娮杪窂街械穆╇姇?huì)迅速泄漏電池能量。

 

 

綜上所述，理想的器件不僅要能檢測(cè)較高共模電壓上的電壓，而且要具有非常好的CMRR和低輸入偏移電壓。圖4中基本的高邊電流檢測(cè)放大器(CSA)已經(jīng)能以IC的形式買到，并采用小型封裝以最小化電路板尺寸。生產(chǎn)這種IC時(shí)使用的高壓制造工藝允許它們即使是在低至2.8V電源電壓下工作也能處理高達(dá)80V以上的共模電壓。

 

圖4：包含這些基本元件的集成高邊電流檢測(cè)放大器。(負(fù)載、電流鏡像、緩沖器)

 

電流流經(jīng)圖4中的檢測(cè)電阻會(huì)產(chǎn)生一個(gè)很小的差分電壓，該電壓必定通過增益電阻RG1。而(正比于檢測(cè)電壓的)這個(gè)電流被鏡像和處理后提供以地為參考的輸出電流，從而完成從高邊的理想電平偏移。這個(gè)電流輸出可以通過流經(jīng)一個(gè)電阻或電壓緩沖器而轉(zhuǎn)換為電壓。

 

美信公司的這個(gè)高邊CSA具有以下一些特性：該芯片有非常高的共模輸入阻抗，最小的輸入偏移電壓，低于1%的精度指標(biāo)和典型100dB的CMRR。這些特性為傳統(tǒng)高邊CSA中常見的問題提供了高性價(jià)比的解決方案。其小型封裝(2.2mmx2.4mm SC70，3mmx3mm SOT，1mmx1.5mm USCP等)使電路板尺寸得以保持最小。

 

這些高邊放大器可以適合眾多應(yīng)用中的低成本電流檢測(cè)使用，每一種放大器都針對(duì)特定應(yīng)用作了優(yōu)化。例如，MAX4372、MAX9928/29和MAX9938適合電池供電的設(shè)備，而MAX9937和MAX4080非常適合工業(yè)系統(tǒng)，MAX4069和MAX9923則是需要超低偏移電流應(yīng)用的最好選擇。由于不使用低邊電流檢測(cè)方案，所有這些IC有效地避免了地彈電壓和短路檢測(cè)功能缺失的問題。