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壓電傳感器的信號調(diào)節(jié)

發(fā)布時間:2011-10-26 來源:中國電子商情

中心議題:

  • 壓電傳感器信號調(diào)節(jié)原理
  • 電荷放大器分析
  • 輸入阻抗、增益、帶寬、噪聲分析


本文介紹信號調(diào)節(jié)的一些原理。我們利用壓電傳感器來闡述這些原理,因為其調(diào)節(jié)要求綜合使用許多傳統(tǒng)工具,并且此類傳感器具有一些其他類型傳感器所沒有的挑戰(zhàn)。

壓電傳感器

用于感應和激勵的壓電傳感器應用延伸到了許多領域。本文主要介紹對一些物理強度的感應,即加速度、振動、振蕩和壓力,從傳感器及其要求信號調(diào)節(jié)的角度來看其可以被認為是類似的。就加速度而言,傳感器靈敏度通常被表示為一個與外力即加速度(大多數(shù)時候稱作重力加速度g)成比例關系的電荷。然而,從嚴格物理意義上來講,傳感器輸出一個實際由其變形/偏斜情況決定的電荷。

例如,圖1顯示了安裝于頂部位置的一個傳感器,與此同時底部正受到一個外力的拉拽,即Fext.在使用加速計的情況下,固定端(頂部)會粘附在要測量加速度的物體上,同時外力為粘附于另一端(底部)的質(zhì)量的慣性,而這一端不斷想要保持靜止。就固定于頂端的參考坐標系而言(假設傳感器充當?shù)氖且粋€彈簧,其具有很高的彈簧系數(shù) K),偏斜x會形成一種反作用力:
Fint = Kx                      (1)
最終,質(zhì)量(傳感器偏斜)將會在下列情況下停止移動/改變:
Fint = Fext = Kx                  (2)


圖1 加速度力作用下的傳感器

由于電荷Q與偏斜成比例關系(一階),而偏斜與力成比例關系,因此Q與力也成比例關系。施加一個 Fmax 最大值的正弦力,會形成一個Qmax最大值的正弦電荷。換句話說,當正弦力為最大值時,對來自傳感器的電流求積分可得到Qmax.增加正弦波的頻率,同時會增加電流;但是會更快地達到峰值,即保持積分(Qmax) 恒定。廠商會以傳感器可用頻率范圍內(nèi)Qmax與Fmax的比率來說明靈敏度規(guī)范。但是,由于傳感器的機械性質(zhì),傳感器實際上有諧振頻率(可用頻率范圍以上),其中一個即使很小的振蕩力都會產(chǎn)生相對較大的偏轉(zhuǎn),從而得到較大的輸出振幅。

如果忽略諧振的影響,則我們可以將壓電傳感器一階建模為一個與傳感器寄生電容(此處稱作Cd)并聯(lián)的電流源,或者也可以將其建模為一個與Cd串聯(lián)的電壓源。該電壓為存儲電荷時在傳感器陽極上看到的等效電壓。但是,我們需要注意的是,就許多應用的仿真而言,第二種方法要更加簡單一些。如前所述,電流與偏斜變化的速率成比例關系;例如,拿恒幅加速度的正弦AC曲線來說,電流生成器的振幅必須根據(jù)頻率來改變。
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最后,如果這種生成器需要代表實際物理信號,則可以使用變壓器,如圖2所示。本例中,我們建模了一個具有0.5pC/g靈敏度和500pF寄生電容的生成器。正弦波生成器每單位g輸出1V以實現(xiàn)仿真。變壓器在其次級線圈將它向下調(diào)節(jié)至 1mV.施加給C1(500 pF)的1mV擺動,將會如我們預計的那樣在下一級注入 Q = VC = 0.5 pC.


圖2 壓電傳感器模型

電荷放大器分析

圖3顯示了經(jīng)典電荷放大器的基本原理,其可以用作一個信號調(diào)節(jié)電路。這種情況下,我們選擇電流源模型,表明傳感器主要為一種帶高輸出阻抗的器件。


圖3 用于信號調(diào)節(jié)的電荷放大器

輸入阻抗

信號調(diào)節(jié)電路必須具有非低的輸入阻抗,以收集傳感器的大部分電荷輸出。因此,電荷放大器是理想的解決方案,因為只要放大器在這些信號頻率下保持高增益,其輸入便會讓傳感器信號出現(xiàn)虛擬接地。換句話說,如果傳感器的任何電荷想要在傳感器陽極(Cd)或者放大器輸入寄生電容(Ca)上增大,在放大器輸入端就會形成電壓。通過拉或吸取相同量的負反饋網(wǎng)絡電荷電流,即RFB和CFB,這種電壓便立即得到了補償。

增益

由于放大器的信號輸入為虛擬接地,因此輸入電流形成了一種輸出電壓擺動;并且高頻增益由CFB的值設定(RFB 影響減小,在"帶寬"部分后面再進行敘述)。請注意,電容越小,增益越大。增益的近似值為:

還需注意,電路增益根本上并非取決于傳感器的電容(Cd),但最好還是注意該值對噪聲的影響。
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帶寬

為了能夠正確地對放大器進行偏置(為放大器輸入偏置電流提供一個DC路徑),一個反饋電阻(Rf) 是必需的。在更低頻率下,反饋路徑的電容電路變?yōu)殚_路,而反饋電阻變?yōu)橹饕娮瑁瑥亩行Ы档驮鲆?。在較高頻率下,電容電路的阻抗變得更小,從而有效消除電阻反饋通路的影響。對AC物理激勵的最終電路響應(包括傳感器的寄生電容)為高通濾波器的響應,其極頻為:

相關信號帶寬由應用決定,因此,降低電容增加增益的同時,也需要增加電阻來保持低極頻。增加電阻會影響解決方案的其他方面。除影響噪聲以外(在"噪聲"部分詳細介紹),電阻越高,實際實現(xiàn)就越難-難在尋找到現(xiàn)成的電阻,以及保證PCB的線跡到線跡寄生電阻大于RFB本身。如果電路規(guī)范允許使用幾百兆歐量級的電阻,則表面貼裝電阻馬上就可以使用,并且不要求使用先進的布局技術(例如使用防護頻帶等)。

如前所述,限制電阻值增加的另一個因素是電路偏置。放大器的輸入偏置電流通過該電阻形成輸出偏置電壓。通過選用具有低輸入偏置電流的放大器,例如:FET 輸入放大器等,可以最小化這種電壓。只要反饋電阻器值低于 1GΩ,并且可以利用各級之間的AC耦合來濾波產(chǎn)生的偏置,那么這種放大器的輸入偏置電流(一般低于 100pA)就應該沒有問題。

請注意,由于保持高通濾波器低極頻存在困難,因此在近DC應用中使用壓電傳感器也變得越來越困難(盡管傳感器本身的漏電流非常小)。

盡管并非該放大級的組成部分,但也需要在某處添加一個低通濾波器,旨在降低電路對傳感器諧振頻率下無用信號的響應,同時降低相關頻帶的總數(shù)字化和混疊噪聲。

噪聲

最后,我們需要最大化信噪比(SNR)。在進行仿真以前進行簡單的理論噪聲分析會有所幫助。圖4顯示了電荷放大器的主噪聲源。輸出噪聲譜密度可以表示為:

其中


圖4 電荷放大器的噪聲源

且s = 2πfj.方程式5為電荷放大器的經(jīng)典噪聲解決方案。相對于Cd,Ca一般非常小。因此,方程式5可以簡化為:

實際上,如果考慮使用高通濾波器極頻以上頻率,則可以進一步減小第二項:

我們可以使用幾種方法來對各種趨勢進行分析。極點(RFBCFBS + 1 項)可以被看作是恒定,因為增加RFB會要求降低CFB,反之亦然。從這個角度來看,增加 RFB會增加方程式8的三項。第一項相應的電壓噪聲會隨RFB線性增加;第二項相應的電壓噪聲也會增加;第三項相應的電壓噪聲會隨RFB的平方根增加,因為 ERFB= ,其中 k=玻耳茲曼常數(shù),而T=凱氏度溫度。然而,由于CFB變得更小,增益會隨RFB增加(參見方程式3)。隨RFB增加而出現(xiàn)的信號增加,與方程式8中前兩個噪聲項的所有增加相似,但大于最后一個噪聲項的增加,從而改善了總SNR.歸根結(jié)底就是要盡可能多地增加RFB.需要注意的另一個趨勢是從噪聲角度來看,傳感器的寄生電容越多,傳感器就越不那么理想。
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仿真結(jié)果

為了獲得更為實際的電路實施,我們選用了TI的OPA337.這款放大器擁有低輸入電壓和低輸入電流噪聲(請參見圖5),同時接受3V單極電源。圖6顯示了TI SPICE型仿真程序中這種電路的模型,即TINA-TI.


圖5  OPA337的輸入電壓和輸入電流噪聲

圖6 使用OPA337的電路TINA-TI模型

這種實施中,極點為0.86 Hz.我們可以在5 Hz下對方程式7進行分析,以仔細檢查公式的精確度:

在第一項中,如果INA ≈ 0.01 fA/√HZ ,且RFB =270MΩ,則該項對輸出噪聲的貢獻值約為2.7 nV/ √HZ /5.85=0.5 nV/√HZ  .

在第二項中,如果EA ≈ 60 nV/√HZ  ,則這一項對輸出噪聲的貢獻值約為 120nV /√HZ  .

在第三項中,如果RFB = 270MΩ,則這一項對輸出噪聲的貢獻值約為2μV/√HZ  /5.85=340 nV /√HZ  .

把所有這三項二次方相加,得到約360 nV /√HZ  ,其接近圖7的仿真結(jié)果。但是,需要注意的是所用噪聲值不同于圖5所示數(shù)據(jù)表值。OPA337的TINA-TI 噪聲模型并不精確,通過對圖8所示簡化電路進行仿真并得到圖9所示結(jié)果(其應與圖 5所示一樣),可以證實這一點。


圖7 圖6所示模型的輸出噪聲仿真

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圖8 放大器噪聲分析的TINA-TI仿真電路

圖9 圖8所示電路的輸出噪聲仿真

這些結(jié)果突出了進行一次快速理論/工藝分析的重要性。該放大器電路并不準確,需要在TINA-TI中解釋說明,以獲得實際數(shù)值。我們可以在參考文獻中找到完成這項工作的方法。一種稍微更簡單的方法是,只需將噪聲(圖10中的Vnoise和Inoise)添加到圖8所示電路,以對缺少項進行補償。


圖10 添加至圖8所示電路的噪聲

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盡管不是很完美,但圖11所示結(jié)果看起來比圖9所示結(jié)果要更加接近于規(guī)范。


圖11 圖10所示電路的輸出噪聲仿真

圖12 添加噪聲源后圖6電路的TINA-TI模型

利用圖6所示原始電路,我們使用最初指定的一些噪聲值,可以通過方程式7再次估算出5Hz的噪聲。

在第一項中,如果INA≈0.3 fA/√HZ ,且RFB = 270MΩ,則該項對輸出噪聲的貢獻值約為80 nV/√HZ  /5.85=14nV/ √HZ .

在第二項中,如果 EA ≈ 130nV/√HZ  ,則這一項對輸出噪聲的貢獻值約為 260 nV /√HZ  .

在第三項中,如果RFB = 270MΩ,則這一項對輸出噪聲的貢獻值約為 (2 μV/ √HZ /5.85=340nV /√HZ  .
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把所有這三項二次方相加,得到約為430 nV/√HZ  ,如圖13所示,其非常接近包括經(jīng)校準噪聲源的圖12所示電路的仿真結(jié)果。


圖13 圖12 所示電路的輸出噪聲仿真

現(xiàn)在,請思考噪聲變化與反饋電阻的對比結(jié)果。將方程式7第一項的RFB從270 MΩ改為540MΩ(且把CFB除以2,從680 pF降至340pF,目的是保持極頻恒定),對輸出參考噪聲產(chǎn)生如下影響:

在第一項中,如果INA≈0.3 fA/√HZ   ,且RFB =540MΩ,則該項對輸出噪聲的貢獻值約為160nV/√HZ   /5.85=28nV/√HZ   .

 在第二項中,如果EA ≈ 130nV/ √HZ  ,則這一項對輸出噪聲的貢獻值約為320 nV/ √HZ  .

在第三項中,如果RFB = 540MΩ,則這一項對輸出噪聲的貢獻值約為3 μV/√HZ   /5.85=510 nV / √HZ  .

把所有這三項二次方相加,得到約為600nV/√HZ   ,其再次接近仿真結(jié)果(參見圖 14)。不出所料,輸出噪聲上升。然而,電阻加倍允許電容除以2,從而有效地使增益加倍(即輸出信號加倍)。即使RFB為主導噪聲源,且它的增加會使其噪聲增加,我們也可以實現(xiàn)3dB的SNR改善,因為輸出信號加倍遠超出增加的噪聲。


圖14  RFB加倍而CFB 減半后圖12所示電路的輸出噪聲仿真[page]

其他實際問題

利用T型網(wǎng)絡構(gòu)建等效大電阻

當我們需要在反饋網(wǎng)絡中使用非常大的電阻時,利用由許多更小、更易使用的元件構(gòu)成的一個T型網(wǎng)絡來構(gòu)建這些大電阻,對我們很有吸引力(參見圖15)。但我們一般不建議使用這種方法,因為T型網(wǎng)絡會帶來偏置和噪聲大增益,從而一般會產(chǎn)生更糟糕的 SNR.


圖15  T型網(wǎng)絡反饋電路

使用差分輸入

到目前為止,我們只字未提使用差分輸入來降低噪聲的好處。為了簡單起見,我們以單端對建模放大器進行了分析,而圖16顯示的是一個帶差分輸入的改進配置結(jié)構(gòu)。這種配置結(jié)構(gòu)同時具有兩個優(yōu)勢:

1、它固有兩倍單端輸入電路增益(電荷整合到C2和C4中),而噪聲僅以平方根函數(shù)增加(即噪聲源不相關)。

2、電荷放大器是一種非常敏感(高增益)的電路。圖17表明任何輸入干擾信號的電容耦合(此處為60Hz極板網(wǎng)柵)都會有效注入電流。就單端放大器而言,這意味著端子中的一個注入電流,而其他則接地;也就是說,放大器只會放大干擾信號。就差分輸入來說,施加于兩個端子的共模信號會相互抵消(假設寄生和反饋網(wǎng)絡相同)。圖18中,需要注意的是單端輸入(藍色軌跡)60Hz極板網(wǎng)柵的耦合結(jié)果,以及60Hz共模噪聲如何被干擾信號(黃色軌跡)相互抵消的差分輸入極大降低。本例中,為了方便理解,我們并沒有嘗試匹配超出10%組件容限的差動輸入。


圖16 使用差分輸入的改進電路

圖17  60Hz共模噪聲源對差分輸入放大器影響情況模型

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圖18 差分放大器基本消除了共模噪聲

結(jié)論

用戶能夠想到壓電傳感器,是因為這些器件可根據(jù)其失真情況輸出電荷。就此而論,電荷放大器非常適合于這種應用。本文介紹了設計這種電路時需要牢記的一些一般性原則,例如:盡可能多地增加反饋電阻,密切注意放大器的輸入偏置電流,以及使用一種差動結(jié)構(gòu)等。本文還闡述了細化仿真以前進行理論分析的有效性。

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