此外，為避免來自后級的噪聲貢獻(xiàn)，就需要采用較大的前端增益，從而降低了系統(tǒng)帶寬。如果沒有隔離，那么所有的接地反彈或干擾都會出現(xiàn)在輸出端，并有可能破壞放大器及其輸入信號的低內(nèi)部噪聲的局面。表現(xiàn)良好的低噪聲儀表放大器可以簡化設(shè)計，并降低共模電壓、電源波動和溫度漂移引起的殘留誤差。

 

低噪聲儀表放大器AD8428提供2000 精確增益，具備解決這些問題所必須的一切特性。AD8428 具有5 ppm/°C最大增益漂移、0.3 μV/°C最大失調(diào)電壓漂移、140 dB最小CMRR至60 Hz（120 dB最小值至50 kHz）、130 dB最小PSRR和3.5 MHz帶寬，適合低電平測量系統(tǒng)。最引人注目的是該器件的1.3 nV/ Hz電壓噪聲(1 kHz)和業(yè)界最佳的40 nV p-p噪聲（0.1 Hz至10 Hz）性能，在極小信號下具有高信噪比。兩個額外的引腳可讓設(shè)計人員改變增益或增加濾波器來降低噪聲帶寬。這些濾波器引腳還提供了降低噪聲的獨特方法。

 

使用多個AD8428 儀表放大器降低系統(tǒng)噪聲

 

圖1 顯示的電路配置可進(jìn)一步降低系統(tǒng)噪聲。四個AD8428 的輸入和濾波引腳互相短接，降低噪聲至原來的二分之一?？梢允褂萌我庖粋€儀表放大器的輸出來保持低輸出阻抗。此電路可以擴展從而降低噪聲，降低的倍數(shù)為所用放大器數(shù)的平方根。

 

圖1. 使用四個AD8428 儀表放大器的降噪電路

 

電路如何降低噪聲

 

每一個AD8428 產(chǎn)生1.3 nV/ Hz折合到輸入(RTI)的典型頻譜噪聲，該噪聲與其他放大器產(chǎn)生的噪聲不相關(guān)。不相關(guān)的噪聲源以方和根(RSS)的方式疊加到濾波器引腳。另一方面，輸入信號為正相關(guān)。每一個AD8428 都響應(yīng)信號在濾波器引腳上生成相同的電壓，因此連接多個AD8428 不會改變電壓，增益保持為2000。

 

噪聲分析

 

針對圖2電路簡化版本的分析表明，將兩個AD8428以此方式連接可以降低噪聲，降低的倍數(shù)為2。每一個AD8428的噪聲都可以在+IN引腳上建模。為了確定總噪聲，可以將輸入接地，并使用疊加來組合噪聲源。

 

噪聲源en1經(jīng)200差分增益放大，并到達(dá)前置放大器A1的輸出端。就這部分的分析而言，輸入接地時，前置放大器A2的輸出端無噪聲。前置放大器A1每個輸出端與相應(yīng)前置放大器A2輸出端之間的6 kΩ/6 kΩ電阻分頻器可以采用戴維寧等效電路替代：前置放大器A1輸出端噪聲電壓的一半以及一個3 kΩ串聯(lián)電阻。這部分就是降低噪聲的機制。完整的節(jié)點分析表明，響應(yīng)e_n1的輸出電壓為1000 × e_n1。由于對稱，因此響應(yīng)噪聲電壓e_n2的輸出電壓為1000 × e_n2。e_n1和e_n2幅度都等于e_n，并且將作為RSS疊加，導(dǎo)致總輸出噪聲為1414 × e_n。

 

圖2. 噪聲分析簡化電路模型

 

為了將其折合回輸入端，就必須驗證增益。假設(shè)在+INPUT和–INPUT之間施加差分信號V_IN。A1第一級輸出端的差分電壓等于V_IN × 200。同樣的電壓出現(xiàn)在前置放大器A2的輸出端，因此沒有分頻信號進(jìn)入6 kΩ/6 kΩ分頻器，并且節(jié)點分析表明輸出為V_IN × 2000。因此，總電壓噪聲RTI為e_n × 1414/2000，等效于e_n/2。使用AD8428的1.3 nV/Hz典型噪聲密度，則兩個放大器配置所產(chǎn)生的噪聲密度約為0.92 nV/Hz。

 

使用額外的放大器之后，濾波器引腳處的阻抗發(fā)生改變，進(jìn)一步降低噪聲。例如，如圖1所示使用四個AD8428，則前置放大器輸出端到濾波器引腳之間的6 kΩ電阻后接三個6 kΩ電阻，分別連接每一個無噪聲前置放大器的輸出端。這樣便有效地創(chuàng)建了6 kΩ/2 kΩ電阻分頻器，將噪聲進(jìn)行四分頻處理。因此，正如預(yù)測的那樣，四個放大器的總噪聲便等于e_n/2。

 

進(jìn)行噪聲與功耗的權(quán)衡取舍

 

主要的權(quán)衡取舍來自功耗與噪聲。AD8428具有極高的噪聲-功耗效率，輸入噪聲密度為1.3 nV/Hz（6.8 mA最大電源電流）。為了進(jìn)行對比，考慮低噪聲AD797運算放大器——該器件需要10.5 mA最大電源電流來達(dá)到0.9 nV/Hz。一個分立式G = 2000低噪聲儀表放大器采用兩個AD797運算放大器和一個低功耗差動放大器構(gòu)建，需要使用21 mA以上電流，實現(xiàn)兩個運算放大器和一個30.15 Ω電阻貢獻(xiàn)的1.45 nV/Hz噪聲RTI性能。

 

除了很多放大器并聯(lián)連接使用的電源考慮因素外，設(shè)計人員還必須考慮熱環(huán)境。采用±5 V電源的單個AD8428因內(nèi)部功耗會使溫度上升約8°C。如果很多個器件靠近放置，或者放置在封閉空間，則它們之間會互相傳導(dǎo)熱量，需考慮使用熱管理技術(shù)。

 

SPICE仿真

 

SPICE電路仿真雖然不能代替原型制作，但作為驗證此類電路構(gòu)想的第一步很有用。若要驗證此電路，可以使用ADIsimPE仿真器和AD8428 SPICE宏模型仿真兩個器件并聯(lián)時的電路性能。圖3中的仿真結(jié)果表明該電路的表現(xiàn)與預(yù)期一致：增益為2000，噪聲降低30%。

 

 

圖3. SPICE仿真結(jié)果

 

測量結(jié)果

 

在工作臺上測量四個AD8428組成的完整電路。測得的RTI噪聲頻譜密度為0.7 nV/Hz (1 kHz)，0.1 Hz至10 Hz范圍內(nèi)具有25 nV p-p。這比很多納伏電壓表的噪聲都要更低。測得的噪聲頻譜和峰峰值噪聲分別如圖4和圖5所示。

 

圖4. 圖1中電路的電壓噪聲頻譜測量值

 

圖5. 圖1中電路測得的0.1 Hz至10 Hz RTI噪聲

 

結(jié)論

 

納伏級靈敏度目標(biāo)非常難以達(dá)成，會遇到很多設(shè)計挑戰(zhàn)。對于需要低噪聲和高增益的系統(tǒng)，AD8428儀表放大器具有實現(xiàn)高性能設(shè)計所需的特性。此外，該器件獨特的配置允許將這個不尋常的電路加入其納伏級工具箱內(nèi)。

 

參考電路

 

MT-047指南：運算放大器噪聲。

 

MT-048指南：運算放大器噪聲關(guān)系：1/f噪聲、均方根(RMS)噪聲與等效噪聲帶寬。

 

MT-049指南：單極點系統(tǒng)的運算放大器總輸出噪聲計算。

 

MT-050指南：二階系統(tǒng)的運算放大器總輸出噪聲計算。

 

MT-065指南：儀表放大器噪聲。

 

 

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