【導(dǎo)讀】LLC轉(zhuǎn)換器憑借簡(jiǎn)單、高效的優(yōu)點(diǎn)而成為廣泛用于PC、服務(wù)器和電視電源的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。其諧振操作可實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍的軟開(kāi)關(guān)，從而成為高頻和高功率密度設(shè)計(jì)的理想選擇。此外，LLC轉(zhuǎn)換器采用電容濾波器，無(wú)需輸出濾波電感。有了電容濾波器，LLC轉(zhuǎn)換器還可以使用額定電壓較低的整流器，從而降低系統(tǒng)成本。此外，次級(jí)側(cè)整流器可實(shí)現(xiàn)零電流轉(zhuǎn)換，大大減少了反向恢復(fù)損耗。利用LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的各項(xiàng)優(yōu)勢(shì)，可進(jìn)一步提高效率，降低輸出整流器的損耗。
用于LLC諧振轉(zhuǎn)換器的同步整流器
使用二極管整流器時(shí)，如圖1所示，全部輸出電流流過(guò)輸出二極管。對(duì)于低電壓或高輸出電流應(yīng)用，這些二極管整流器中存在顯著的效率損失和熱應(yīng)力。
圖1.帶二極管整流器的LLC轉(zhuǎn)換器
如果二極管用固定的正向電壓降VF建模，則可以基于等式1估計(jì)每個(gè)整流二極管的損耗。，采取這樣的方式計(jì)算，對(duì)于具有0.5V正向壓降的12V，10A輸出設(shè)計(jì)來(lái)說(shuō)，每個(gè)二極管產(chǎn)生2.5W的損耗，這意味著總效率損失約為4%。
使用如圖2所示的同步整流器（SR），MOSFET上的電壓降可能遠(yuǎn)低于典型的二極管正向電壓。
對(duì)于相同的設(shè)計(jì)，如果用MOSFET替換整流二極管，并通過(guò)適當(dāng)?shù)目刂?，可以使用公?計(jì)算傳導(dǎo)損耗，次級(jí)側(cè)電流形狀與圖3所示的正弦曲線類似。使用4 mΩ RDSon，每個(gè)整流器損耗可降至0.247 W，相當(dāng)于總效率損失0.4%。
圖2.帶同步整流器的LLC轉(zhuǎn)換器
圖3.LLC次級(jí)側(cè)電流
LLC同步整流器控制的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)
可以通過(guò)監(jiān)測(cè)其漏極-源極電壓（VDS）來(lái)控制同步整流器。在同步整流器導(dǎo)通之前，電流流過(guò)其體二極管。體二極管正向電壓降可用于觸發(fā)同步整流器導(dǎo)通。在同步整流器導(dǎo)通后，其導(dǎo)通電阻變?yōu)殡娏鳈z測(cè)電阻，VDS可用于在電流反轉(zhuǎn)之前檢測(cè)電流以關(guān)斷同步整流器。盡管控制方法非常簡(jiǎn)單，但LLC諧振轉(zhuǎn)換器同步整流器控制仍存在一些設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。
同步整流器關(guān)斷時(shí)間：LLC同步整流器控制的最大挑戰(zhàn)是在正確的時(shí)間關(guān)斷同步整流器。與反激式轉(zhuǎn)換器不同，LLC同步整流器通常承載更高的電流并具有更高的di/dt。如圖4所示，檢測(cè)電壓VSENSE用于同步整流器控制。
它包括RDSon壓降（VSR）和由di/dt引起的封裝電感（LD，LS）上的偏移電壓。對(duì)于高di/dt和封裝電感，該偏移電壓可能很大并且同步整流器經(jīng)常過(guò)早關(guān)斷，這導(dǎo)致較長(zhǎng)的體二極管導(dǎo)通時(shí)間和較大的傳導(dǎo)損耗。
圖4.同步整流器控制器檢測(cè)到的電壓
突發(fā)模式運(yùn)行：與LLC轉(zhuǎn)換器中使用的同步整流器相關(guān)的另一個(gè)挑戰(zhàn)是突發(fā)模式運(yùn)行。在突發(fā)模式期間，兩個(gè)初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)都將關(guān)斷。開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)電容器與LLC變壓器磁化電感器諧振。這種低頻寄生振蕩有潛在的可能使同步整流器錯(cuò)誤地導(dǎo)通并使輸出將能量傳遞到初級(jí)側(cè)，這將導(dǎo)致更多的傳導(dǎo)損耗。
低待機(jī)功率：即使同步整流器節(jié)省了傳導(dǎo)損耗，由于控制電路和柵極驅(qū)動(dòng)器損耗，它們也會(huì)給系統(tǒng)增加額外的損耗。由于節(jié)省了大量傳導(dǎo)損耗，因此在較重負(fù)載下這種額外損耗微不足道。但是，在空載條件下，將SR控制器置于待機(jī)模式并使用SR體二極管進(jìn)行整流，可以高效地禁用SR控制器。
可靠性問(wèn)題：由于電容濾波器的存在，如果兩個(gè)同步整流器同時(shí)導(dǎo)通，則輸出將通過(guò)變壓器短路，并且預(yù)計(jì)會(huì)發(fā)生災(zāi)難性故障。防止兩個(gè)同步整流器同時(shí)導(dǎo)通至關(guān)重要，甚至應(yīng)該考慮到由電路噪聲引起的錯(cuò)誤觸發(fā)。
用于LLC轉(zhuǎn)換器的UCC24624同步整流器控制器
為了實(shí)現(xiàn)更好的LLC諧振轉(zhuǎn)換器效率，可引入U(xiǎn)CC24624雙同步整流器控制器與LLC控制器（如UCC25360系列）一起使用。
UCC24624實(shí)現(xiàn)了同步整流器控制的VDS檢測(cè)，以及針對(duì)LLC同步整流器控制挑戰(zhàn)的各種功能，使其成為實(shí)現(xiàn)高效LLC設(shè)計(jì)的理想解決方案。
為解決同步整流器提前關(guān)斷的挑戰(zhàn)，UCC24624實(shí)現(xiàn)了比例柵極驅(qū)動(dòng)，以及可調(diào)節(jié)的+ 10.5 mV關(guān)斷閾值。比例柵極驅(qū)動(dòng)在電流下降沿降低同步整流器柵極電壓。降低的柵極驅(qū)動(dòng)電壓會(huì)增加同步整流器MOSFET RDSon，從而導(dǎo)致同步整流器上的壓降更高。這種增加的壓降超過(guò)了封裝電感引起的偏移電壓。加上正關(guān)斷閾值，UCC24624可將體二極管導(dǎo)通時(shí)間降至最低。為了使具有更高寄生電感的封裝（例如TO-220）更好地工作，通過(guò)使用從VSS引腳到同步整流器MOSFET源極引腳的外部偏移電阻，UCC24624可讓設(shè)計(jì)人員進(jìn)一步提高其關(guān)斷閾值。這使得控制器更少受到MOSFET封裝的影響。
圖5.用于LLC轉(zhuǎn)換器的UCC24624雙同步整流器控制器
為了改善突發(fā)模式運(yùn)行，除了傳統(tǒng)的停機(jī)消隱的方式外，UCC24624還采用自適應(yīng)導(dǎo)通延遲時(shí)間。在正常運(yùn)行期間，導(dǎo)通延遲保持很短，從而縮短體二極管導(dǎo)通時(shí)間并提高效率。在突發(fā)模式運(yùn)行期間，同步整流器運(yùn)行從互補(bǔ)方式變?yōu)闊o(wú)轉(zhuǎn)換方式。UCC24624可通過(guò)這一指示檢測(cè)LLC是否已進(jìn)入突發(fā)模式運(yùn)行。這可增加導(dǎo)通延遲時(shí)間，有助于抑制寄生振蕩。在輕負(fù)載條件下，為提供額外的噪聲抑制，導(dǎo)通延遲也會(huì)增加。自適應(yīng)導(dǎo)通延遲時(shí)間的這一性能，有助于在不犧牲效率性能的情況下抑制噪聲。
UCC24624還具有內(nèi)置的自動(dòng)待機(jī)模式檢測(cè)電路，而無(wú)需使用外部元件。對(duì)于空載時(shí)的LLC轉(zhuǎn)換器，轉(zhuǎn)換器以突發(fā)模式運(yùn)行以調(diào)節(jié)輸出電壓。每個(gè)開(kāi)關(guān)周期中的LLC同步整流器導(dǎo)通時(shí)間仍然很長(zhǎng)，而轉(zhuǎn)換器的平均開(kāi)關(guān)頻率非常低。UCC24624根據(jù)轉(zhuǎn)換器平均開(kāi)關(guān)頻率檢測(cè)輕載條件。它可使控制器在空載時(shí)進(jìn)入待機(jī)模式，有助于實(shí)現(xiàn)低待機(jī)功耗。
為了提高可靠性并防止兩個(gè)同步整流器同時(shí)導(dǎo)通，將互鎖邏輯應(yīng)用于同步整流器控制的兩個(gè)通道。在一個(gè)通道處于同步整流器導(dǎo)通時(shí)間期間，同時(shí)禁止另一個(gè)通道同步整流器導(dǎo)通。即使在系統(tǒng)噪聲的干擾下，互鎖邏輯仍可提高運(yùn)行的可靠性。
總結(jié)
憑借所有內(nèi)置智能以及TI UCC25630系列LLC控制器，UCC24624為L(zhǎng)LC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中的同步整流器控制提供了高效、經(jīng)濟(jì)的解決方案。
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