零極點補償器(Pole-zero compensator)常用于修正反饋放大器回路的幅度和相位。這篇文章超出了教科書標準的解釋程度，本文考慮了工程師在使用補償器設(shè)計電路時需要注意的地方，甚至還涉及了補償器設(shè)計所采用晶體管的細節(jié)。

 

 

零極點補償器可以是超前-滯后或滯后-超前補償器。它們經(jīng)常出現(xiàn)在電路和控制理論教科書中。最常見的無源電路補償器有三個器件：兩個電阻和一個電容。圖1所示的電路放置在放大器內(nèi)方便的位置，尤其是在反饋回路中，以提供額外的相位或高頻幅度“加重”。

 

圖1：典型的無源電路補償器。

 

該電路本質(zhì)上是個RC分頻器，增加了與C并聯(lián)的電阻R1。R1、C組合的阻抗為：

 

 

那么，傳遞函數(shù)就是分壓器公式：

 

 

第一個因子是準靜態(tài)(0 + Hz)增益，即沒有C的分壓器。動態(tài)或頻率相關(guān)因子在ωz =–1/R1C處有一個零點；在ωp =–1/(R1 || R2)C處有一個極點。

 

當使用波特(Bode)或頻率響應(yīng)圖時，使用頻率ω的大小(即其絕對值)，負號被丟棄。

 

但是，請記住，波特圖上的極點和零點頻率不是正極點和零點——通常不是，但如果是的話，它們在圖示上仍然是正的。

 

由于并聯(lián)電阻的阻值比R1低，所以它們也具有較低的時間常數(shù)和較高頻率。極點頻率比零點高。

 

隨著頻率從低值開始增加，零點開始在低于ωz約十分之一的地方產(chǎn)生正向(超前)相位，它以45o/dec的線性增加，直到ωz為+ 45°。然后再高十倍，達到+90o；其在ωz的每一側(cè)都有十倍的相位影響。

 

類似，極點在ωp周圍有±10倍的相位相等范圍，但在ωp的每一側(cè)以–45o/dec線性地貢獻負(滯后)相位。在ωp，極點的相位貢獻是–45o。(極點或零點相位線性近似的最大誤差約為±6o。)

 

如果ωp > ωz超過二十倍，則極點與零點之間不存在相位的相互作用，可以實現(xiàn)從零點開始的完整的+ 90°相位。

 

零點相位超前位于回路增益幅度||GH||=1附近，位于回路的橫向或單位增益或交叉頻率fT處。

 

對于||GH||< 1，回路沒有足夠的反饋幅度(與正弦波幅度相同)來維持振蕩。

 

反饋電路中的常見問題是相位滯后或延遲過大，以及回路周圍的相移(回路增益GH)太接近-180°(-π，以弧度表示)?；芈分刑砑友a償器以加大正相位。這增加了相位裕度，即給定頻率與-180°(回路振蕩處)之間的回路相位差。

 

因此，一般的反饋設(shè)計目標是在fT處將回路相位保持在-180°以上，以實現(xiàn)正相位裕度。

 

理想情況下，補償器只應(yīng)貢獻零點而沒有極點，但實際的模擬電路總是產(chǎn)生不少于零點的極點。(在系統(tǒng)級，通過并聯(lián)電路、有方法可以規(guī)避這種情況，例如在PID補償器中。而在柏拉圖式的理想DSP世界中，可以無極點地編程零點，但不能實時實現(xiàn)！)

 

超前-滯后補償器有一個不需要的極點伴隨著所需的零點。使用該電路進行補償設(shè)計的挑戰(zhàn)是將零點放置在需要額外(正)相位的位置，同時將極點放置在對回路動態(tài)性能無關(guān)宏旨的較高頻率處，高于fT十倍以上是不錯的選擇。

 

為分離極點和零點，必須通過使R2 < < R1來分開時間常數(shù)。然而，這也使得分頻器準靜態(tài)增益 < < 1。是利是弊，取決于回路。對于由準靜態(tài)回路增益太大導致振蕩(或循環(huán)過度)的回路，GH0不僅會產(chǎn)生零點增加相位，而且由分頻器引起的GH0的減小會使波特幅度曲線向下。因幅度隨頻率下降，fT經(jīng)由移動到圖2中左側(cè)(如圖2所示)而降低——下降到相位延遲不那么大且回路更穩(wěn)定的位置。

 

圖2：使用補償器后的波特圖變化。

 

另一方面，如果回路的極點太多，但又必須保持回路增益以滿足精度(準靜態(tài)誤差)要求，則超前-滯后補償器不是合適的補救措施。 零點可以用來消除不需要的極點，但頻率更高的補償器極點仍存在。

 

實際上，補償器只是將回路極點轉(zhuǎn)移到更高頻率，盡管不超過十倍。 這有時太過微不足道。

 

因此，當額外的零點和減小的準靜態(tài)增益都有利于控制時，最好使用超前-滯后補償器。

 

 

接著反饋回路的零極點補償器繼續(xù)講，并提出了一些教科書中通?？床坏降姆椒ā?雙(dual)RC超前-滯后補償器是RL超前-滯后補償器，如下所示，其傳遞函數(shù)為：

 

 

不采用并聯(lián)-R極點，雙重補償器采用串聯(lián)-R極點、時間常數(shù)τp=L/(R1+R2)；而零點時間常數(shù)為τz = L/(R2)。極點的串聯(lián)-R大于零點的，在時間常數(shù)的分母中，極點頻率較大：對于RC超前-滯后電路，ωp>ωz。

 

圖3：雙重補償器電路圖。

 

用電容來實現(xiàn)電路通常比用電感更合適，但有個有趣的例外：即當電感由晶體管和電阻合成時，如圖4所示。

 

圖4：電感由晶體管和電阻合成的補償器及其高頻等效電路。

 

在fβ(β(s)開始滾降)和fT(β(s)=1)之間，是晶體管的高頻(hf)區(qū)域，其中基極阻抗在發(fā)射極旋轉(zhuǎn)+ 90°。

 

在該hf區(qū)域中的基極電阻RB采用如右側(cè)所示的等效電路(并聯(lián)RL)，其中電感值取決于BJT的速度(由fT表示)，并在表述L的公式中用作τT，其中τT = 1/ωT = 1/2 x π x fT。

 

該等效電路可方便地用于在高頻區(qū)補償?shù)某?滯后補償器。它與L被RB分流的無源版本不同。

 

當為傳遞函數(shù)求解該hf等效電路時：

 

 

該電路有一個零點和一個極點，極點/零點頻率之比為：

 

 

通過R1>>R2分開極點和零點。(接近或在同一頻率上的極點和零點是雙重點(doublet))。其對準靜態(tài)增益產(chǎn)生的效果與對無源電路的相同。RB影響極點和零點的位置，并在頻率上移動極點和零點。極點和零點被限制在高頻區(qū)域，或者當回轉(zhuǎn)(gyration)停止在該區(qū)域之外時，L“消失”。在fβ以下，僅為RB/(β0+1)。

 

該主題的一個變化如下所示，采用了并聯(lián)L、R2，而非串聯(lián)。

 

圖5：變化后的補償器電路。

 

RL超前-滯后補償器的傳遞函數(shù)為：

 

 

它與RC補償器在形式上的類似處在于都具有并聯(lián)-R極點，不同處在于在原點(origin)有零點。零點和極點頻率分別為ωz=–1/(L/R1)和ωp=–L/[R1||R2]；其中零點頻率是零點增益達到一時的頻率。利用了相同的一般考慮。

 

圖6：有源補償器及其高頻等效電路。

 

滯后-超前補償器通過安置ωp<ωz以降低低頻下的回路增益，然后當fT接近以-1雙對數(shù)斜率穿越fT的平穩(wěn)過渡時，將幅度響應(yīng)從零點展開(flare out)。相同的有源器件電感合成可用于合成有源滯后-超前電路。