【導讀】AD9361 和 AD9371 RadioVerse™ 寬帶收發(fā)器系列均提供無與倫比的集成度、眾多的功能和大量用戶可選選項。這兩個系列在幾個主要方面表現出明顯不同的性能水平，而且兩者的功耗也有很大差異。鏡像抑制是區(qū)分這兩個系列的性能之一。本文探討了鏡像的來源、含義及其對整體系統(tǒng)性能的影響方式。掌握了這些信息，客戶便可做出明智決策并選擇適合應用的收發(fā)器。
鏡像抑制基礎知識
AD9361和AD9371系列均使用零中頻（亦稱為zero-IF或ZIF）架構實現極高的集成度并顯著減少系統(tǒng)中頻率相關組件的數量。如圖1中的AD9371功能框圖所示，主接收信號路徑和主發(fā)送信號路徑使用一個復數混頻器級，在以本振 (LO) 頻率為中心的射頻 (RF) 和以直流為中心的基帶之間進行轉換。為了更好地了解ZIF收發(fā)器中使用的復數混頻器，請參閱本文末尾引用的復數RF混頻器相關文章。1
圖1. RadioVerse AD9371收發(fā)器功能框圖。
盡管憑借這樣的高集成度提供了許多優(yōu)勢，但ZIF無線電器件也帶來了挑戰(zhàn)。復數混頻器具有同相 (I) 信號和正交相 (Q) 信號。一旦這些信號的相位或幅度出現任何不匹配，組合上變頻的I信號和Q信號時會導致求和和消除性能下降。上面引用的文章中描述了這一點。當發(fā)送所需信號時，不完美的消除會導致在該信號本振 (LO) 頻率的相反側出現該信號的反相副本。這一信號副本被稱為鏡像，與其對應的所需信號相比，幅度更小。同樣，當接收所需信號時，所需信號的反相副本會出現在該信號直流的相反側。在其他架構（例如超外差架構）中，可以在中間級進行鏡像濾波。ZIF架構的主要優(yōu)勢是去除了這些濾波器和中間混頻器級，但這需要極佳的I和Q平衡才能將鏡像幅度降低到可接受水平。
圖2中經過簡化的接收信號路徑示意圖顯示了這些不匹配與 A、 fC和 φ指定的不匹配發(fā)生的位置。只有一條路徑顯示失配的相位，因為它是形成鏡像的信號路徑之間的不平衡，而不是信號路徑的絕對增益和相位。因此，在一條路徑中顯示所有不平衡因素，這在數學上是正確的。圖2所示的復數混頻器也稱為正交混頻器，因為提供給混頻器的兩個LO信號彼此正交。
圖2. 經過簡化顯示信號損傷的正交接收器信號路徑。
圖3例示了使用單音或連續(xù)波 (CW) 的有用信號以及因此形成的無用CW鏡像。有用信號被下變頻到頻率ωC。如果正交平衡不完美，鏡像將在頻率為-ωC時出現。鏡像抑制比 (IRR) 是有用信號與無用鏡像信號之差，用分貝 (dB) 表示。降低正交失配的方式被稱為正交誤差校正 (QEC)。
圖3. 單音有用信號和干擾鏡像。
鏡像幅度與增益和相位不匹配有關，關系式如下所示：
其中：
Δ = 幅度不平衡（用分貝 (dB) 表示，理想值為1）
θ = 相位誤差（用度 (°) 表示，理想值為0）
等式1可得出二維矩陣，因為兩個輸入變量分別會導致鏡像抑制性能下降。圖4顯示了該矩陣的一部分，其中穿過整個頁面的軸是幅度不平衡，進入到頁內的軸是相位不平衡，垂直的軸是鏡像抑制（單位：dB）。例如，如果幅度誤差為0.00195且系統(tǒng)需要實現76 dB的鏡像抑制，則相位誤差必須優(yōu)于0.01286°。即使在單個集成電路器件中，也很難通過控制影響I和Q匹配的所有因素來達到優(yōu)于50 dB的鏡像抑制。使用AD9371通?？蓪崿F76 dB的鏡像抑制，這需要運用數字算法來控制模擬路徑變量并在數字域中應用校正。
圖4. 鏡像抑制（單位：dB）與幅度不平衡（單位：dB）和相位不平衡（單位：°）之間的關系。
鏡像對有用信號的影響
圖5是一張簡化圖，顯示了下變頻之后波形以直流為中心的單載波情形。該波形的示例將是20MHz LTE下行鏈路OFDM信號的單一實例。如圖5所示，負側的一部分有用信號將在正側具有鏡像，反之亦然。在以直流為中心的單載波情形中，鏡像在有用信號內（或其之上）并破壞了有用信號。
圖5. 具有干擾鏡像的單調制載波。
當接收信號并隨后解調該信號時，將存在若干信號損傷。增加接收信號路徑本底噪聲的熱噪聲就是一個例子。如果鏡像在有用信號內，也會增加噪聲。如果所有噪聲源的總和過高，則無法對信號進行解調。單載波圖和多載波圖中所示的熱噪底就是一個例子，它作為一個促成因素在這些討論中被忽略了。
當使用AD9361的內部LO（適用于具有推薦性能的參考時鐘源）時，AD9361將在無噪底限制時實現約-40 dB的EVM。通過RF PLL的相位噪聲將EVM限制在-40 dB。AD9361約50 dBc的鏡像抑制性能意味著在圖5所示的單載波情形中，僅靠鏡像只能將EVM降低約0.5dB。這樣低的EVM降低意味著收發(fā)器通常不是64-QAM（甚至更高）調制方案的限制因素。在這種單載波情形中，鏡像總是比有用信號小50 dB左右，如圖5所示。
圖6顯示了多載波的例子。圖中的有用信號在下變頻之后發(fā)生了直流失調。
圖6. 信號1破壞了信號2導致多載波調制信號具有干擾鏡像。
每個有用信號的鏡像通過直流反射并顯示在頻譜的相反側。在該示例中，兩個有用信號已經被下變頻到相同的直流失調，有用信號1在正側，有用信號2在負側。需要注意的是，有用信號2的幅度比有用信號1的幅度低60 dB。兩個載波具有不同幅度在多載波情形下屢見不鮮，如果來自兩個移動電臺的信號行進到同一基站時遇到不同量的路徑損耗，便會發(fā)生上述情況。如果這兩個移動電臺與基站的距離不同，或其中一個移動電臺通過除另一個移動電臺外的對象或在其周圍發(fā)送信號時，可能發(fā)生這種情況。
有用信號2的幅度比有用信號1鏡像的幅度低10dB。這表示有用信號2的信噪比為-10dB。即使使用的是最簡單的調制技術，也很難實現解調。顯然，需要更好的鏡像抑制性能來應對這些情況。
圖7顯示相同的情況，但采用AD9371典型的接收鏡像抑制性能。
圖7. 信號1幅度低于信號2幅度導致多載波調制信號具有干擾鏡像。
有用信號1鏡像的幅度現在比有用信號2的幅度低15 dB。因此信噪比為15dB，足以使用各種調制方案來解調有用信號2。
可減少AD9361和AD9371中正交不平衡的技術
AD9361和AD9371都優(yōu)化了模擬信號和LO路徑，從本質上減少了正交不平衡。但如上所述，硅片能夠帶來的好處是有限的。數字校正可以將鏡像抑制性能提高若干個數量級。
AD9361接收器正交校準使用一種算法來分析接收到的整個數據頻譜，從而在整個帶寬上創(chuàng)建平均校正。對于單載波用例和相對較窄的帶寬（如20 MHz），該校正在目標帶寬上會產生良好的鏡像抑制。這被稱為非頻率相關算法。該算法對接收到的數據執(zhí)行操作并實時更新。
AD9371在通過注入測試音進行初始化期間以及使用實際接收到的數據進行操作期間運行接收鏡像抑制校準。這些更先進的校準可根據頻率相關不平衡以及非頻率相關不平衡進行調整。該算法會實時更新。AD9371采用更先進的算法和電路實施校正，在占用的信號帶寬上的性能優(yōu)于AD9361，兩者之差約為25 dB。
本文介紹了使用接收信號路徑的正交不平衡的起源和影響，但ZIF收發(fā)器也必須克服發(fā)射信號路徑中的相同問題。當信號路徑或LO路徑不平衡時，發(fā)射器的輸出包括有用信號及其鏡像。
對于發(fā)送信號路徑，AD9361使用初始化校準來減少優(yōu)化硬件設計提供的正交不平衡。初始化校準使用處于單一頻率且采用單一衰減設置的CW信號音。該算法通常導致功耗比有用信號低50dB左右的鏡像。另一種寫入方式是-50 dBc（低于載波的分貝值）。在過溫、寬帶寬或不同衰減設置條件下運行可能會影響鏡像水平。
AD9371使用分布在有用信號帶寬上的多個內部生成的信號音進行初始發(fā)送路徑校準，并確定跨多個發(fā)送衰減設置的校正系數。運行期間，發(fā)送信號路徑跟蹤校準使用實際發(fā)送的數據并定期更新校正系數。AD9371的鏡像抑制性能優(yōu)于AD9361（兩者之差約為15 dB），并且在過溫和衰減條件下以及占用的信號帶寬上可體現這一優(yōu)勢。
具體的簡化示例
到目前為止，根據本文所涵蓋的全部內容，讓我們進行思考實驗，假設我們正在構建一個系統(tǒng)，其中包含一個中心基站和多個客戶端設備。為了簡化示例，這一假設的系統(tǒng)在運行時會遠離建筑物等可導致多路徑的物體。基站將與覆蓋區(qū)域半徑可擴展到100米的客戶端設備進行通信，如圖8所示。
圖8. 形象顯示基站和客戶端基站的蜂窩覆蓋區(qū)域。
該系統(tǒng)將在18 MHz的總帶寬上使用多個同時發(fā)送的6 MHz寬載波。因此在這個系統(tǒng)中，一個客戶端設備可能非常接近基站，比如0.3米，而最遠的客戶端設備與基站之間的距離當然就是100米。兩者之間的自由空間路徑損耗差約為50dB。另外假定基站基帶處理器可以測量接收功率，然后通知客戶端將發(fā)射功率增加或減少高達10 dB。附近的客戶端將減少10dB的發(fā)射功率，而最遠端的客戶端將以全功率發(fā)射?；镜慕邮展β室虼私档?0 dB，形成40 dB的總體電位差，如圖9所示。顯示的兩個載波表示上述最差情況。為了清楚起見，省略了可以駐留在兩個有用信號之間的可選載波。
圖9. 多載波調制信號示例。
在這個系統(tǒng)中，假定基站和客戶端使用相同的收發(fā)器。如果使用AD9361，發(fā)送鏡像的幅度可能比有用信號的幅度低50 dB左右。接收器也將增加類似的鏡像功率。兩個正交不平衡組合起來形成比有用信號低47 dB左右的鏡像。
如果AD9371用于鏈路的兩端，則發(fā)送鏡像的幅度通常會下降65 dB，并且接收器會使鏡像比有用信號低75 dB。將這兩者相加，可以得到比有用信號低64.5 dB左右的總鏡像。圖10顯示了兩種結果。
圖10. 鏡像幅度不同的AD9361和AD9371多載波調制信號示例。
在這個簡化的示例中，我們只考慮鏡像的影響，而忽略對SNR的影響，如熱噪聲、相位噪聲和非線性度。其中，AD9361可實現約7dB的SNR，而AD9371則可實現約24.5dB的SNR。如果在該系統(tǒng)中使用64-QAM等復雜調制方案，AD9371可能由于總體系統(tǒng)SNR要求而成為最佳選擇。如果使用QPSK等更簡單的調制方案，那么選擇AD9361即可，滿足要求綽綽有余。在基帶處理器中使用的技術將確定解調信號所需的實際系統(tǒng)SNR。當然，從這個思考實驗轉向一個真正的系統(tǒng)，必須考慮熱噪聲等以前忽略的影響。
結論
之前給出的兩個收發(fā)器正交校正算法的圖示和描述集中在接收信號路徑上。由于相同的原因，干擾鏡像的影響也適用于發(fā)送路徑。位于較小載波之上的發(fā)送鏡像對于接收信號的基站來說同樣麻煩。
描述收發(fā)器用以降低鏡像水平的技術的部分顯示了兩個不同器件系列實現的量化差異。隨后我們根據上述具體示例進行系統(tǒng)設計，并將設計決策范圍縮小到一些簡短的與解調接收信號所需的SNR相關問題。雖然AD9371系列的鏡像性能總是優(yōu)于AD9361系列，但是AD9371系列的功耗更高并且使用高速串行接口，這就要求系統(tǒng)工程師能夠查看設計的各個方面，并為其應用找到最佳解決方案。
本文轉載自亞德諾半導體。
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