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通過模擬減法消除 PWM DAC 紋波(2)

發(fā)布時間:2023-02-20 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】該電路的基本工作原理是PWM 紋波信號電流與 PWM 信號電流的 AC 耦合(通過 C2)逆向無源求和(通過 R1 和 R2),然后在 DAC 輸出電容器 C1 中對求和進行積分。由此產(chǎn)生的紋波分量的部分抵消允許足夠的紋波衰減,同時使用比單級 RC 濾波器所需的濾波器時間常數(shù)短得多的時間常數(shù)。更快的響應(yīng)和更短的穩(wěn)定時間是回報。


用于過濾和衰減 PWM DAC 輸出紋波,十多年來我發(fā)現(xiàn)它非常有用。

它通過 PWM 信號與其交流耦合逆信號的無源求和來工作,目的是在不影響直流分量的情況下衰減不需要的交流紋波信號分量(圖 1 )。


通過模擬減法消除 PWM DAC 紋波(2)
圖 1原始紋波減法拓撲。


然而,關(guān)于這個想法如何運作的一些更精細的細節(jié)并沒有在初的短文中得到充分探討。這是一些被省略的內(nèi)容。

該電路的基本工作原理是PWM 紋波信號電流與 PWM 信號電流的 AC 耦合(通過 C2)逆向無源求和(通過 R1 和 R2),然后在 DAC 輸出電容器 C1 中對求和進行積分。由此產(chǎn)生的紋波分量的部分抵消允許足夠的紋波衰減,同時使用比單級 RC 濾波器所需的濾波器時間常數(shù)短得多的時間常數(shù)。更快的響應(yīng)和更短的穩(wěn)定時間是回報。

然而,這種限制其速度的電流模式方案的一個缺點是,在 PWM 輸入占空比發(fā)生階躍變化后,R1 和 R2 電流的符號相反但幅度相等,因此它們的總和必須暫時為零. 因此,在 C1 沒有任何積分的情況下,DAC 輸出信號無法開始響應(yīng)階躍,直到 C2 開始充電,減少通過 R2 的電流,使 R1 和 R2 的電流不相等,并為 C1 提供除零以外的值以進行積分. 這種不需要的空值間隔在圖 2中顯示為輸出波形上升沿中明顯的時間延遲。

這種對 DAC 響應(yīng)時間的限制似乎是電流模式求和拓撲不可避免的缺點。雖然它仍然比單級 RC 濾波器快(很多),但它可能不如它可以/應(yīng)該的那么快。


通過模擬減法消除 PWM DAC 紋波(2)
圖 2顯示前沿延遲的電流模式紋波減法響應(yīng)。


于是,我開始疑惑。如果首先計算紋波和 PWM電壓而不是電流,然后相互減去以實現(xiàn)紋波抵消,會發(fā)生什么情況?能否從初的想法中榨取更多的性能,同時又不失去初使它具有吸引力的簡單性?  圖 3的拓撲就是答案。


通過模擬減法消除 PWM DAC 紋波(2)
圖 3新型電壓模式紋波減法電路


新電路的運行依賴于串聯(lián)的電容器 C1(產(chǎn)生 PWM 直流電壓分量)和 C2(提供反向紋波分量)。電壓總和是串聯(lián)電容器連接所固有的,因此,與 2017 年的電路一樣,從直流輸出中減去交流紋波。事實證明,如果 R1C1 時間常數(shù)剛好等于 2Tpwm 或 PWM 周期的兩倍——在這個具有 1MHz 時鐘的 8 位 PWM 示例中僅為 512?s,則紋波衰減足以滿足 8 位分辨率。更快的時鐘當(dāng)然會允許更短的時間常數(shù)。

請注意,新濾波電路的元件總數(shù)與原來的完全相同:一個反相器(例如,1/6 SN74HC04)、兩個電阻器和兩個電容器。


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圖 4顯示無前沿延遲的電壓模式階躍響應(yīng)。


圖 4顯示了它的階躍響應(yīng),現(xiàn)在在 T = 0 時立即開始,這與圖 2 的電流模式求和延遲不同,在約 16 個 PWM 周期 = 約 4ms 內(nèi)產(chǎn)生 8 位穩(wěn)定 Tpwm。


通過模擬減法消除 PWM DAC 紋波(2)
圖 5電流模式(紅色)與電壓模式(綠色)響應(yīng)的比較。


圖 5比較了原始電流模式設(shè)計 (~23 Tpwm) 與新電壓模式版本 (~16 Tpwm) 的 8 位階躍建立時間。

響應(yīng)速度提高 44% (23/16) 似乎是值得的性能改進,特別是考慮到相關(guān)的電路復(fù)雜性和成本增加 0%。

應(yīng)用于原始電流模式拓撲的詳細說明(例如,利用更快的時鐘速率、精密模擬開關(guān)和電壓參考來提高精度、噪聲和準(zhǔn)確度)當(dāng)然將直接應(yīng)用于這個新的電壓模式版本。


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