【導讀】近年來新能源汽車發(fā)展迅速，對充電樁也提出了高功率密度、大功率、高效率等要求。基于三相LLC變換器技術的30千瓦功率模塊單元性能更優(yōu)，可以滿足現(xiàn)有的市場需求?；?0千瓦三相LLC變換器常見的母線電壓等級800V，對于650V和1200V器件存在兩種不同的拓撲方案。文章針對這兩類拓撲進行參數(shù)設計，選取三種功率器件方案：
650V IGBT/ 650V Si MOSFET/1200V SiC MOSFET，參考實際應用參數(shù)，利用PLECS平臺進行仿真分析，綜合對比三種功率器件在損耗、結溫、效率和成本等方面的特點與差異。
1 三相LLC諧振變換器
隨著全球經(jīng)濟的發(fā)展，運輸需求的增加，傳統(tǒng)汽車帶來的能源和污染問題日益嚴重。碳達峰和碳中和的戰(zhàn)略目標對能源和污染問題提出了更高的要求。新能源汽車具有能源消耗少、無環(huán)境污染、噪聲低等優(yōu)點，成為了未來汽車產(chǎn)業(yè)的重要發(fā)展趨勢，在汽車市場的占有率日益增加[1-3]。動力電池作為新能源汽車的核心部件，占據(jù)整車成本約30%~40%。動力電池的補能方式主要有換電和充電。在充電相關的充電樁電源模塊里多采用兩級結構，第一級為功率因數(shù)校正（Power Factor Correction, PFC），第二級為DC/DC變換器，如圖1所示[4]。
圖1.新能源汽車充電樁基本結構
新能源汽車的發(fā)展，對充電樁提出了高功率密度、大功率以及高效率等需求。LLC諧振變換器的軟開關特性可以在全負載范圍內實現(xiàn)原邊開關管的零電壓導通（Zero-Voltage Switching,ZVS）和副邊二極管的零電流關斷（Zero-Current Switching, ZCS），在維持高效率的同時提高工作頻率，減小被動元件體積，增加功率密度[5-7]。交錯并聯(lián)技術可以在保證開關管工作頻率不變的前提下，減小輸入輸出電流的紋波，從而減小濾波電容體積。但元器件參數(shù)差異會導致模塊間出現(xiàn)不均流現(xiàn)象，而Y型連接的三相LLC變換器可以有效改善相間不均流的問題[8,9]。并由于模塊增加等，三相LLC變換器的通流能力增加，實現(xiàn)大功率、高功率密度的目標。大功率充電樁可以節(jié)省充電時間，滿足客戶的使用需求。因此，30千瓦充電樁的市場占比越來越大。
圖2為新能源汽車主流的400V和800V鋰電池的充放電曲線。為同時匹配不同電池，充電模塊工作范圍很寬：200~1000V。這要求三相LLC諧振變換器具有寬范圍調節(jié)的能力，文章采用變壓器副邊串并聯(lián)方式進行寬范圍調節(jié)。
（a）400V電池(200~500V)
（b）400V電池(200~500V)
圖2.30kW新能源汽車鋰電池充放電曲線
文章基于30kW的三相LLC諧振變換器，結合實際的寬范圍應用需求，進行兩種拓撲原理分析和參數(shù)設計，并通過PLECS軟件進行電氣、損耗和熱特性的仿真分析，重點對比了三種主流功率器件：Si MOSFET(650V/CFD7)、IGBT(650V/H5)和SiC MOSFET(1200V)，在三相LLC中的表現(xiàn)。
2 三相LLC諧振變換器
三相LLC諧振變換器的基本架構如圖3所示。變壓器原邊由三相半橋和諧振腔組成，變壓器副邊采用二極管的方式實現(xiàn)整流功能。
圖3.三相LLC諧振變換器結構框圖
三相LLC變換器直流母線常采用800V電壓等級，針對功率器件的電壓等級存在兩種解決方案。第一種為兩個650V器件模塊串聯(lián)，第二種為1200V器件單模塊使用。由于電路寬范圍輸出的需求，三相LLC諧振變換器副邊的二極管整流橋需要進行串并聯(lián)切換。并聯(lián)時輸出電壓為單模塊輸出電壓(200~500V)，串聯(lián)時輸出電壓為兩倍單模塊輸出電壓(500~1000V)。結合原邊兩種器件拓撲方案，以及副邊的整流橋串并聯(lián)方案，可以得到三相LLC諧振變換器的兩種拓撲方案，如圖4和圖5所示。
圖4.650V開關管三相LLC諧振變換器
圖5.1200V開關管三相LLC諧振變換器
其中，Cra、Crb、Crc是諧振電容，值為Cr；Lra、Lrb、Lrc是諧振電感，值為Lr；Lma、Lmb、Lmc是勵磁電感，值為Lm。圖4中的Q1~Q12為650V開關管，圖5中的Q1~Q6為1200V開關管。S1~S3為切換整流模塊串并聯(lián)狀態(tài)的開關器件。
3 三相LLC變換器設計
對于三相LLC諧振變換器，諧振參數(shù)的設計決定了變換器的增益與性能。
3.1 基于FHA的LLC基本分析
基波分析法（First-Harmonic Approximation, FHA）是一種常用的分析諧振變換器的方法。通過基波分析法可以簡化電路的分析過程，將復雜的諧振變換器簡化為如圖6(a)所示的結構[10]。文章中，Vin為變換器輸入電壓，Vo為輸出電壓，Io為輸出電流，Ro為輸出側負載，n為變壓器原副邊變比。
（a）原副邊基波等效
（b）折算到原邊
圖6.基波等效電路
其中，vab為諧振腔的交流輸入，vcd為變壓器副邊的交流輸出，isr為變壓器副邊的諧振電流。在等效電路中，交流變量vab、vcd和isr通過泰勒級數(shù)展開可以得到其基波分量：
輸出等效阻抗Ro eq可以定義為：
將輸出等效阻抗折算到原邊，如圖6(b)所示，此時等效阻抗Req為：
根據(jù)圖6(b)，此時電路可以看作Req和Lr以及Cr在進行分壓，因此可以得到電壓增益的表達式：
其中，質量因數(shù)：Q=√(Lr/Cr)/Req，電感比：k=Lm/Lr，諧振頻率：fr=1/(2π√(Lr Cr))，歸一化頻率：fn=fs/fr。電壓增益隨歸一化頻率的變化受參數(shù)Q和k的影響。
3.2 諧振參數(shù)設計
表1所示是三相LLC變換器的參數(shù)規(guī)格。
表1.三相LLC諧振變換器規(guī)格參數(shù)
3.2.1 650V器件諧振參數(shù)設計
650V器件的電路如圖4所示，根據(jù)諧振點的輸入輸出電壓，得到變壓器原副邊變比n=11:9。
變換器采用變母線的方式，輸入電壓配合輸出進行調制。以650V器件的拓撲為例，變壓器副邊并聯(lián)，單模塊為半母線電壓，其輸入輸出的對應關系如圖7所示，此時最大和最小的電壓增益為：
圖7.變換器輸入輸出電壓對應關系
文獻[11]給出了參數(shù)k和Q的詳細設計過程。隨著Q減小，最高頻率處的電壓增益增加，因此要確保在空載狀態(tài)下，最高頻率處的電壓增益可以滿足最小增益的要求。假設Q為最小極限值0，將Q=0帶入增益表達式(6)，可以得到k的最大值：
電池實際工作時，在200V~250V區(qū)間進行降額工作，設計過程不將其考慮在內，因此認為Vo min=250V，再考慮設計的裕量，選擇k值為6。
在k值固定的情況下，電壓增益曲線隨著Q值的增加而減小。由于滿載時Q值最大，Q應該在滿載工況下進行設計，滿足在最低的開關頻率點可以實現(xiàn)最大的電壓增益。因此Q的最大值為：
為了提高效率，Q的取值要盡量大，因此選擇Q=0.9Qmax。根據(jù)表1，計算變換器的等效電阻值Req=15.14，從而可以得到諧振參數(shù)：
3.2.2 1200V器件諧振參數(shù)設計
1200V器件的拓撲中變壓器原副邊匝比為650V器件拓撲的兩倍，因此要對參數(shù)設計過程進行修正。經(jīng)過計算，可以得到650V器件拓撲和1200V器件拓撲諧振參數(shù)的設計值為：
表2.三相LLC諧振變換器參數(shù)設計結果
4 主功率器件的選型與特性
英飛凌作為功率半導體器件的領導者，針對不同的應用背景均有相應的MOSFET和IGBT等產(chǎn)品解決方案。對于上述30kW三相LLC拓撲的主功率器件，文章將按照650V和1200V兩種電壓等級，選取三種典型功率器件進行特性分析。
4.1 650V Si MOSFET
英飛凌最新的CoolMOS? CFD7系列產(chǎn)品，開關損耗小，開關速度快，且專門優(yōu)化了體二極管等特性，可以更好地適配LLC等各種軟開關應用，也是目前充電樁應用中的主流產(chǎn)品。
根據(jù)功率等級，文章選取650V/29m?/CFD7系列的TO247-3單管封裝的IPW65R029CFD7。
4.2 650V IGBT
針對某些高頻或軟開關領域，英飛凌也有相應的高速IGBT產(chǎn)品。例如650V TRENCHSTOP? 5系列，按器件開關速度由低到高分別有L5、S5、H5、F5等產(chǎn)品。文章選取650V/75A/H5系列的TO247-4封裝的IGBT產(chǎn)品IKZ75N65EH5。
4.3 1200V SiC MOSFET
相較于Si器件，SiC器件具有更高的禁帶寬度、更高的阻斷電壓和更高的熱導率。因此使用SiC器件可以在降低開關損耗的同時，擁有更高的阻斷電壓和更好的熱性能。文章選取英飛凌的CoolSiC?產(chǎn)品IMZ120R030M1H，導通電阻為30m?。
4.4 三種功率器件的特性對比
鑒于LLC軟開關的電路特點，功率器件的損耗主要為導通損耗和關斷損耗，其中大部分工況下導通損耗占據(jù)主導位置。除了器件的損耗，熱阻Rthjc的差異也會影響器件的結溫Tvj和性能表現(xiàn)。
導通損耗與功率器件的Rdson或VCE特性相關，圖8為不同結溫Tvj下VDS/VCE與電流ID/IC之間的關系。（根據(jù)規(guī)格書，IPW65R029CFD7的典型Rdson為24m?，IMZ120R030M1H的典型Rdson為30m?。）
（a）Tvj=25°C
（b）Tvj=125°C
圖8.功率器件飽和壓降曲線對比
由上圖可知，650V CoolMOS?的Rdson隨結溫Tvj升高，增加最為明顯，650V IGBT對于結溫Tvj的敏感程度最低。
此外，三個器件的關斷特性如表3和圖9所示。（IMZ120R030M1H的門級關斷電阻Rgoff=2?，IKZ75N65EH5的Rgoff=18?，二者關斷損耗Eoff數(shù)據(jù)來自規(guī)格書。IPW65R029CFD7規(guī)格書未提供Eoff曲線，以官網(wǎng)SPICE模型的Eoff仿真曲線作為參考，Rgoff=5?）
表3.功率開關管關斷時間的數(shù)據(jù)表參考
由表3可知，三種器件的關斷時間tf均為10ns左右，考慮到實際應用的Rgoff與規(guī)格書可能存在差異，因此具體的數(shù)值需要根據(jù)工況進行調整。
（a）Tvj=25°C
（b）Tvj=125°C
圖9.功率器件關斷損耗曲線對比
三種功率器件的熱阻RthJC_max對比如表4所示。
表4.不同器件方案的結殼熱阻
為進一步對上述器件的特性進行分析，比較他們在LLC系統(tǒng)應用中的損耗和結溫等方面的差異,文章將利用PLECS仿真工具，同時對LLC電路和功率器件建模，進行定量仿真分析與對比。
5 PLECS仿真
PLECS是電路和控制結合的多功能仿真軟件，非常適合于包括熱仿真在內的器件方案評估。文章基于PLECS平臺進行不同器件和拓撲方案的對比，為實際的電路搭建提供準確的指導。
5.1 三相LLC仿真電路
圖2所示為充電樁工作對應的電池負載曲線。實際工作中，變換器需要覆蓋所有的工況。文章中選取了三個典型工作點進行仿真，覆蓋恒壓、恒功率和恒流不同階段的情況，如表5所示。Th為散熱器溫度，Rth_CH為散熱器與功率器件殼之間的熱阻。
表5.三相LLC諧振變換器仿真工況點
仿真過程采用開環(huán)控制，保證電路的可靠有效工作。對于三相LLC原邊開關管而言，每相橋臂的上下兩個開關管互補導通，占空比為0.5，三相之間相移為120°。使用500V輸出電壓作為觸發(fā)條件，進行變壓器副邊整流模塊的串并聯(lián)切換。
圖10為650V CoolMOS?的仿真波形，Vg1、Vg3、Vg5分別為三相橋臂的上管驅動，ILra、ILrb、ILrc分為三相的原邊諧振電流，波形近似為正弦波。此時輸入電流的紋波為20%，輸出電流的紋波約為12%，相較于傳統(tǒng)的LLC拓撲，電流紋波得到抑制。
圖10.650V CoolMOS仿真波形
5.2 PLECS器件模型
PLECS在進行損耗和熱仿真時，模型中要包含導通壓降/電阻、開關損耗Esw等數(shù)據(jù)。仿真模型數(shù)據(jù)來自規(guī)格書中的曲線，是在特定的平臺和工況下測試得到的。
除此之外，需要額外考慮輸出電容Coss充放電的能量Eoss。理想情況下，輸出電容在一個周期內充放電，開關管關斷時，實際關斷損耗等于測量損耗減去Eoss；開通時，實際開通損耗等于測量損耗加上Eoss。對于硬開關器件，開關損耗為關斷損耗與開通損耗之和，因此可以忽略Eoss的影響。但對于ZVS器件，開通損耗不考慮，因此在計算關斷損耗的時候需要額外減去Eoss，如公式(16)所示。由于輸出電容的滯回特性，經(jīng)過充電再放電的過程，Eoss會有部分能量損失，因此需要給Eoss增加一個系數(shù)φ (0~1)。部分器件會在規(guī)格書中給出Eoss的值，對于沒有提供Eoss的器件，可以基于Coss與VDS的關系曲線，通過Coss對VDS平方的積分，得到Eoss的值。文章中為了簡化計算，暫不考慮Eoss的影響。
在功率開關管的模型中均包含體二極管或外加二極管的模型，因此在一定的死區(qū)時間內，通過二極管續(xù)流，可以實現(xiàn)開關管的ZVS軟開關。根據(jù)應用考慮，仿真中選擇驅動電阻如表6所示。通常門極電阻Rg越大，功率器件的開關損耗越大?？紤]到設計裕量，同時也為了更貼近實際應用，此處設置比規(guī)格書稍大一些的電阻Rg作為仿真參考。仿真模型已經(jīng)考慮了驅動電阻的影響。
表6.不同器件方案的驅動電阻
6 仿真結果分析
表7~9所示分別為CoolMOS?、IGBT和CoolSiC?的三相LLC原邊功率管仿真結果。
表7.650V CoolMOS三相LLC諧振變換器仿真結果
表8.650V IGBT三相LLC諧振變換器仿真結果
表9.1200V CoolSiC三相LLC諧振變換器仿真結果
圖11.三種器件方案結溫對比
從圖11中可以看出，三種開關管均可以滿足結溫要求，其中CoolMOS?結溫表現(xiàn)最好，為112.2°C，而CoolSiC?的結溫最高，為136.5°C。文章中針對結溫的仿真是基于固定的散熱器溫度，若基于相同的實際散熱條件，由于CoolSiC?損耗低，其散熱器溫度會偏低，因此實際結溫也會降低。
而圖12給出了三種器件方案的效率對比，其中CoolSiC?效率最優(yōu)，IGBT方案的效率最低。
圖12.三種器件方案效率對比
對于650V的器件方案，雖然CoolMOS?的結溫和效率表現(xiàn)更優(yōu)，但同樣電流等級下，IGBT具有明顯的成本優(yōu)勢，可以滿足不同客戶的需求。英飛凌之后也將推出性能優(yōu)化的快速開關IGBT方案，提升IGBT性能，進一步滿足客戶需求。1200V的方案可以將開關管數(shù)量從12顆減少為6顆，降低拓撲復雜度，減少驅動等配套電路的數(shù)量。雖然SiC器件單顆成本較高，但是由于器件數(shù)量少、配套電路少，并且該方案的高效率可以降低散熱成本和電能成本。因此綜合考慮運行成本等因素，在成本方面反而具有一定的優(yōu)勢。表10給出了三種器件方案的優(yōu)缺點，在應用過程中可以根據(jù)需求進行選擇。
表10.不同器件方案三相LLC諧振變換器優(yōu)缺點
7 結論
文章針對30kW三相LLC變換器常見的兩類拓撲，選取了三種不同的功率器件方案：650V IGBT/650V Si MOSFET/1200V SiC MOSFET，基于特定的參數(shù)條件，利用PLECS平臺進行詳細的仿真分析，對比了三種功率器件在損耗、結溫、效率和成本等方面的各自特點與差異。相比目前主流的650V Si MOSFET方案，650V IGBT方案具有一定的器件成本優(yōu)勢，雖然整體效率稍低，若增加開關速度來減小Eoff，則器件的結溫和效率還有進一步優(yōu)化的空間，可縮小與Si MOSFET性能差距。關于1200V SiC MOSFET方案，雖然器件成本增加，但整體拓撲控制簡單、配套電路少、效率高，有效降低系統(tǒng)設計的成本，是未來發(fā)展的重要趨勢之一。
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來源：英飛凌
作者：董潔，張浩，丁勇等
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