【導(dǎo)讀】UCC217XX-Q1是一系列電流隔離單通道柵極驅(qū)動器,可用于驅(qū)動碳化硅 MOSFET 和IGBT ,具有高級保護(hù)功能,一流的動態(tài)性能和穩(wěn)健性。該系列隔離柵極驅(qū)動器的主要特性介紹有:
1. 基本特性介紹
UCC217XX-Q1是一系列電流隔離單通道柵極驅(qū)動器,可用于驅(qū)動碳化硅 MOSFET 和IGBT ,具有高級保護(hù)功能,一流的動態(tài)性能和穩(wěn)健性。該系列隔離柵極驅(qū)動器的主要特性介紹有:
Basic features:
● 3/5.7kVRMS isolation voltage
● 10A drive strength
● 12V VDD UVLO
● 130ns max propagation delay
● 150V/ns minimum CMTI
Active protection:
● Fast DESAT/OC protection
● Soft turn-off
● Active miller clamp
該系列隔離柵極驅(qū)動器集成一路隔離式模擬轉(zhuǎn)PWM的 傳感器,等效為一個(gè)通道的隔離采樣芯片,可用于溫度或電壓檢測,進(jìn)一步提高驅(qū)動的多功能性并簡化系統(tǒng)設(shè)計(jì)工作量,尺寸和成本。
該隔離通道未經(jīng)校準(zhǔn)的精度為±3%,對于溫度這類通過非線性NTC電阻來采樣的方式會出現(xiàn)某些區(qū)間測量靈敏度不高而且誤差較大的情況,本文即是給出一些方法,用于實(shí)現(xiàn)高精度的溫度采樣。
2. UCC217XX系列隔離溫度采樣原理介紹
如圖1-1,UCC217XX的AIN接口內(nèi)置一個(gè)200uA的電流源,在連接外部NTC之后會產(chǎn)生一個(gè)壓降,此電壓被調(diào)制后復(fù)用DESAT/OC錯(cuò)誤反饋信號的隔離通道傳輸至原邊,并被解調(diào)為400kHz的PWM信號,此PWM信號經(jīng)過一定的RC濾波器,即可得到一個(gè)穩(wěn)定的電壓。
AIN的電壓在0.6V-4.5V范圍內(nèi)時(shí)隔離采樣的線性度較好,在AIN電壓到PWM的轉(zhuǎn)換中,PWM的占空比滿足以下公式:
即0.6V-4.5V的AIN電壓對應(yīng)88%-10%的PWM占空比。如圖1-2所反映的參數(shù)表,隔離溫度采樣中精度較差的主要原因?yàn)殡娏髟?6uA-9uA的偏差以及PWM轉(zhuǎn)換時(shí)±1.5%的偏差。
圖1-1 隔離溫度采樣原理示意
圖1-2 隔離通道參數(shù)表
3. 溫度采樣靈敏度分析
靈敏度定義為單位溫度變化在采樣ADC上產(chǎn)生的電壓變化,在ADC有效位數(shù)確定的情況下,靈敏度越高則越容易采樣出溫度的變化,采樣系統(tǒng)的分辨率就越高。
通常VCC=5V,此時(shí)PWM經(jīng)過濾波后得到的VPWM=5-VAIN,意味著溫度采樣的靈敏度在VPWM和VAIN的體現(xiàn)是一致的,僅僅是電壓變化的方向相反,因此可以直接分析VAIN對溫度的靈敏度。
在溫度采樣系統(tǒng)中,通常使用NTC來將溫度轉(zhuǎn)換為電壓,因?yàn)镹TC的電阻范圍寬,所能產(chǎn)生的電壓范圍也較寬。為了限制AIN端口的電壓在0.6V-4.5V,待測量的NTC需要串并聯(lián)適當(dāng)阻值的電阻,如下圖。電阻的取值滿足:
對本系列芯片,取Rp=22kΩ,Rs=4kΩ。在該電阻網(wǎng)絡(luò)下,AIN的端口電壓表達(dá)式為:
端口電壓對于NTC電阻的靈敏度可通過求導(dǎo)獲得:
為了獲取端口電壓對溫度的靈敏度,需要獲得NTC電阻對溫度的導(dǎo)數(shù)。NTC電阻和溫度的關(guān)系可通過一個(gè)指數(shù)函數(shù)進(jìn)行擬合,如圖1-3所示的某IGBT模塊內(nèi)置NTC的參數(shù)表。此擬合在全溫度范圍誤差率也較大,為了精確測量溫度,通常NTC都會有對應(yīng)溫度的查找表。通過將相鄰溫度T1、T2的電阻變化率作為導(dǎo)數(shù)的近似,可得到導(dǎo)數(shù)的查找表-lut(T):
通過求導(dǎo)的傳遞,可得端口電壓對溫度的靈敏度:
圖1-3 某IGBT NTC參數(shù)表
通常NTC需要測量-40°C-125°C范圍內(nèi)的溫度,在該IGBT的NTC特性下所得到的靈敏度和AIN端電壓如表1-1??梢娺@款NTC在當(dāng)前采樣系統(tǒng)中的靈敏度變化非常大,高溫環(huán)境測量靈敏度大大下降,所以該NTC并不是合適的選擇。
表1-1 IGBT模塊內(nèi)置NTC采樣靈敏度計(jì)算
不同NTC在25°C下的電阻不同,但其阻值隨溫度的指數(shù)變化趨勢是類似的。在靈敏度公式中加入系數(shù)k,使得NTC的特性相對于標(biāo)準(zhǔn)5k的NTC變化k倍,可以用來計(jì)算高低溫靈敏度一致需求下所需要的k值。
觀察等式和NTC特性可發(fā)現(xiàn),高溫時(shí)k在分母的作用較小,等效靈敏度變化接近k倍,低溫時(shí),Rp+Rs在分母中作用較小,等效靈敏度變化1/k倍,則k的平方等于5kΩ-NTC場景下高低溫靈敏度的倍數(shù),可取k=6.396,即NTC在25°C下的電阻為32kΩ。因?yàn)楦邷貢r(shí)Rp+Rs和NTC阻值差距不如低溫時(shí)大,靈敏度提升相比k倍會略低,選擇比較常見的在25°C為40kΩ的NTC。計(jì)算后的靈敏度如表1-2,可見高低溫時(shí)靈敏度一致,相比5kΩ-NTC,高溫NTC靈敏度提升7倍。
表1-2 NTC 40K采樣靈敏度計(jì)算
4. 使用外置LDO來提高靈敏度
在使用某些IGBT模塊的應(yīng)用場景,NTC為內(nèi)部集成,不可更改,所以無法通過對NTC的選型來提高精度,因此需要用右圖的外置LDO,提升NTC中流過的電流,增大小電阻NTC下的靈敏度。在此場景下,AIN端口的電壓表達(dá)式如下,其中R為Rp和Rs并聯(lián)后的阻值。從右圖和公式中可以看出LDO和內(nèi)置電流源對NTC產(chǎn)生的壓降作用是相反的,因此在電路參數(shù)設(shè)計(jì)中不光要考慮到AIN端口的電壓范圍,還要考慮到電壓隨溫度的單調(diào)性。
對端口電壓的求導(dǎo)同樣能得到溫度采樣的靈敏度,等效于將內(nèi)置電流源替換為反向電流源。
按照高低溫靈敏度相近的條件配置電路參數(shù),得到以下條件:
考慮NTC在高低溫下的條件下,可得近似條件:
在IGBT模塊內(nèi)置NTC配置下,可計(jì)算得并聯(lián)等效電阻R=3.4kΩ。Rp可取無限大,即不使用Rp,可以做到Rs最小化,以得到更大得反向電流源效果。
從端口電壓范圍可以導(dǎo)出以下條件,取LDO輸出電壓4.5V,Rs為3kΩ。
經(jīng)過計(jì)算,可得到表1-3的靈敏度結(jié)果,高溫時(shí)的靈敏度依舊可以顯著提高。外置的LDO需采用可調(diào)LDO,可選TPS715-Q1,其具有低靜態(tài)功耗、封裝尺寸小的特性。
表1-3 IGBT模塊內(nèi)置NTC+外置LDO方案采樣靈敏度計(jì)算
5. 隔離采樣主要誤差來源分析
根據(jù)datasheet上的描述,主要的芯片內(nèi)部誤差來源于內(nèi)置電流源的誤差以及電壓轉(zhuǎn)換為PWM時(shí)的誤差,包含誤差的轉(zhuǎn)換結(jié)果根據(jù)是否使用LDO可表達(dá)為下述兩個(gè)等式,根據(jù)表達(dá)式可以看出電流誤差作為乘積項(xiàng)疊加在外部電阻上,因此通過兩點(diǎn)校準(zhǔn)可以實(shí)現(xiàn)很高的精度。
根據(jù)以上兩個(gè)表達(dá)式,誤差的大小可統(tǒng)一表示為
通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證這兩類誤差的特性,采用UCC21750的評估板進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。圖1-4為該評估板的PCB示意圖,通過修改紅圈所示的電阻,模擬不同溫度時(shí)的NTC連接在采樣系統(tǒng)中的結(jié)果。表1-4為實(shí)驗(yàn)結(jié)果,最左側(cè)三列為低壓側(cè)通過測量PWM濾波后的電壓于VCC電壓相除,得到PWM占空比。
中間四列為高壓側(cè)通過測量AIN端口的電壓和連接電阻的阻值,計(jì)算出理論占空比和內(nèi)置電流源大小。
右側(cè)的三列分別為根據(jù)電壓推算的理論占空比與實(shí)測占空比之間的誤差、標(biāo)稱電流源大小與實(shí)際電流源大小的誤差、采樣系統(tǒng)反推的AIN電壓和AIN電壓的誤差??梢钥闯鲆?yàn)閭€(gè)體芯片的工藝問題出現(xiàn)的絕對性誤差較大,在測量的量程范圍內(nèi)誤差的變化都不是很大,因此可以使用兩點(diǎn)校準(zhǔn)提高采樣精度。
圖1-4 UCC21750評估板PCB
表1-4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果評估
6. 誤差對溫度采樣的影響
在VCC=5V時(shí),VPWM的變化量與VAIN變化量一致,因此將誤差實(shí)驗(yàn)所得的VPWM電壓誤差除以對應(yīng)溫度的靈敏度,可以反應(yīng)在該溫度時(shí)的近似誤差:
對于廣泛使用的精度一般的NTC,其在各個(gè)溫度的阻值本身可能存在±5%的偏差,此類誤差也是溫度采樣偏差的主要因素。電阻的誤差可通過以下的表達(dá)式來近似反應(yīng)到溫度的偏差:
因?yàn)镹TC電阻誤差通過恒定電流源反應(yīng)到了AIN上電壓的誤差是線性的,且lut和sensitivity都是通過在某一點(diǎn)溫度附近降NTC本身電阻特性線性化,因此可以滿足誤差的疊加定理:
如表1-5和1-6 ,在IGBT模塊內(nèi)置NTC的溫度采樣場景中,如果沒有采用外置LDO方案,在125附近通過擬合估計(jì)推算的誤差會接近45°C,而經(jīng)過外置LDO加強(qiáng)流經(jīng)NTC的電流后,在高低溫環(huán)境下推測的誤差能減小至5°C左右。
表1-5 未加LDO的IGBT模塊內(nèi)置NTC采樣誤差評估
表1-6 外置LDO的IGBT模塊內(nèi)置NTC采樣誤差評估
7. 如何利用兩點(diǎn)法來校正采樣系統(tǒng)
在未經(jīng)校準(zhǔn)的情況下,溫度采樣的最大誤差主要由芯片本身的誤差決定,如第6小節(jié)的主要誤差分析可得出芯片的主要偏差可采用兩點(diǎn)法校正,即在出廠前利用標(biāo)準(zhǔn)的兩個(gè)電阻推算出PWM轉(zhuǎn)換誤差與電流源誤差,并利用這兩個(gè)參數(shù)反推AIN電壓,能達(dá)到更高的精度。
根據(jù)表1-5的實(shí)測數(shù)據(jù),取測試電阻R1=6.198kΩ和R2=17.926kΩ為標(biāo)準(zhǔn)電阻,可估算該芯片電流源為:
根據(jù)電流大小,可推算出PWM轉(zhuǎn)換誤差數(shù)值:
在得到以上兩個(gè)主要偏差數(shù)值后,帶入采樣系統(tǒng)重新計(jì)算,得到如表1-7的誤差評估,最大PWM占空比轉(zhuǎn)換誤差降為0.066%,最大電流源誤差將為1.112uA。表1-8和表1-9反應(yīng)了在IGBT模塊內(nèi)置NTC的溫度采樣場景中,是否使用外置LDO所能達(dá)到最高精度。未使用LDO的方案經(jīng)過兩點(diǎn)校準(zhǔn)可以使得誤差從45°C降低至6°C;使用LDO的方案經(jīng)過校準(zhǔn)后,誤差已經(jīng)主要有NTC誤差決定。
致謝:
感謝Auto 團(tuán)隊(duì)Jass Jin 對本文章的做出的貢獻(xiàn),有任何疑問也可郵件聯(lián)系jass-jin@ti.com。
表1-7 兩點(diǎn)校準(zhǔn)后的誤差評估
表1-8 IGBT模塊內(nèi)置NTC未加LDO校準(zhǔn)后的誤差
表1-9 IGBT模塊內(nèi)置NTC外加LDO校準(zhǔn)后的誤差
來源:TI
作者:Yuan Tan
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