【導讀】在本系列文章的第一至第五部分[1-5]中，我們從硬件角度和控制策略上廣泛介紹了25 kW電動汽車充電樁的開發(fā)。圖1代表到目前為止所討論的系統(tǒng)。
在第六部分中，我們將注意力轉(zhuǎn)向驅(qū)動SiC MOSFET所需的柵極驅(qū)動電路。由于這些晶體管更加高效和可靠，它們在功率半導體市場中迅速普及。隨著市場上的器件越來越多，設(shè)計人員必須了解SiC MOSFET與硅(Si)IGBT和硅超結(jié)型(SJ)MOSFET之間的共性和差異，以便用戶充分利用每種器件。
本文的基礎(chǔ)是使用安森美(onsemi)新型SiC模塊構(gòu)建25 kW快速電動汽車充電樁獲得的經(jīng)驗。這些模塊使用安森美的M1 1200-V SiC MOSFET。我們將了解如何在大功率應用中設(shè)計和調(diào)整耦合柵極驅(qū)動器和SiC MOSFET的組合。
在此設(shè)計中，我們將使用安森美的IGBT電流隔離柵極驅(qū)動器作為起點，并介紹使用新的專用SiC電流隔離柵極驅(qū)動器進行的改進。本文介紹的所有柵極驅(qū)動器系列都采用相同的隔離技術(shù)和輸出級技術(shù)。
圖1.25 kW電動汽車直流充電樁的高級框圖
柵極驅(qū)動需求：SiC MOSFET、硅IGBT與SJ MOSFET
對于IGBT和MOSFET(硅和碳化硅)，必須對柵極充電才能導通器件，必須對柵極放電才能關(guān)斷器件。對于這兩種情況來說，電流在某種程度上通用，如圖2所示。
圖2.柵極驅(qū)動電路導通(a)和關(guān)斷(b)時的電流路徑分別顯示為綠色和紅色箭頭
但是，這三種器件(IGBT、硅SJ MOSFET和SiC MOSFET)的柵極電壓范圍不同。對于IGBT，導通電壓約為15 V，關(guān)斷電壓通常約為-8 V。對于SJ MOSFET，導通電壓約為10 V，關(guān)斷電壓通常為0 V。對于SiC MOSFET，當柵極電壓增加時，RDS(ON)減小，因此可施加最大柵極電壓以實現(xiàn)最大效率。因此，柵極導通電壓可以在15 V到20 V之間變化，具體取決于技術(shù)或產(chǎn)品代次。
導通電壓低于15 V時，SiC MOSFET曲線斜率為負，因此器件很難并聯(lián)。關(guān)斷電壓可以從0 V降低到-5 V。安森美SiC MOSFET可以采用0 V、-3 V或 -5 V阻斷，具體取決于柵極驅(qū)動器電路的效率和復雜性之間的折衷，有時候也取決于使用第幾代SiC MOSFET。柵極電壓(或?qū)妷?的范圍直接影響柵極驅(qū)動器所需的欠壓鎖定(UVLO)。
作為第一種方法，IGBT柵極驅(qū)動器輸出電壓范圍更類似于SiC MOSFET的需求，而不是SJ MOSFET的需求。首先，強烈建議在開關(guān)應用中使用帶SiC MOSFET(如 IGBT)的負偏壓柵極驅(qū)動，以便在高di/dt和dV/dt開關(guān)期間，減少由非理想PCB布局引入的寄生電感而導致的功率晶體管柵極-源極驅(qū)動電壓的振鈴。
此外，由于我們的SiC MOSFET的閾值電壓約為1.5 V，負電壓阻斷為噪聲(由dV/dt和di/dt引起)在關(guān)斷狀態(tài)下產(chǎn)生不必要的導通提供了更大的容限。
其次，負電壓阻斷使關(guān)斷狀態(tài)下的漏電流更低。因此，靜態(tài)損耗會更低。最后，負電壓阻斷比零電壓阻斷的導通和關(guān)斷時間更快或更短。
為了獲得快速導通和關(guān)斷，或在漏極/集電極電壓瞬變期間保持輸出穩(wěn)定，輸出驅(qū)動器級需要非常低的輸出阻抗。驅(qū)動電流的最大值取決于應用的額定功率，所有類型的器件在這一點上都相似。
為柵極充電所需的最大電流取決于
● 所需的柵極電荷量
● 拓撲(硬開關(guān)或軟開關(guān)，即ZVS)
● 通過(外部加內(nèi)部)柵極電阻限制EMI所需的最大 dV/dt
即使(外部加內(nèi)部)柵極電阻限制了應用中的電流值，驅(qū)動器能夠提供和吸收的電流也應高于所需最大電流。這將有助于提供安全裕量，在最高工作溫度下保持所需的最大電流，并防止驅(qū)動器因自發(fā)熱而降低電流能力。
由于SiC MOSFET與IGBT或SJ MOSFET相比，導通和關(guān)斷速度顯著提高，SiC器件可以在比硅器件高得多的開關(guān)頻率下工作。因此，在半橋配置中，開關(guān)節(jié)點電壓的變化速率非常快。使用SiC MOSFET可以實現(xiàn)高達100 V/ns的dV/dt。驅(qū)動器應該能夠提供和吸收由米勒電容器(或漏極/集電極和柵極之間的電容)施加到柵極的dV/dt感應的所需電流。在此dV/dt瞬態(tài)期間，柵極驅(qū)動器輸出信號應始終設(shè)定在輸入信號給定的值。
為了補充吸收吸收電流能力或加強米勒效應電流吸收，可以使用柵極箝位。該箝位將以非常低的阻抗加固阻斷電壓，并繞過阻斷或關(guān)斷柵極電阻。箝位作用時間從關(guān)斷之后一直到導通的早期開始時為止。該技術(shù)適用于驅(qū)動大米勒電容器件時所需功率非常高的情況。我們的25 kW電動汽車充電樁應用就是這樣一個案例。
此外，在隔離驅(qū)動器或浮動驅(qū)動器情況下，SiC器件驅(qū)動器的驅(qū)動器輸入級和輸出級之間的共模瞬態(tài)抗擾度(CMTI)應強于硅器件驅(qū)動器。施加的柵極驅(qū)動電壓應保持穩(wěn)定。
總而言之，對于所有類型的開關(guān)，在開關(guān)節(jié)點、漏極/集電極或驅(qū)動器輸入級和輸出級之間dV/dt期間，驅(qū)動器輸出端不應出現(xiàn)毛刺。但是，由于SiC MOSFET的速度更快，因此SiC MOSFET驅(qū)動器在這些要求(更高的CMTI和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗)方面會更嚴格。
由于我們采用的半橋架構(gòu)開關(guān)速度很快，因此時序是一個重要的關(guān)注點。當器件在半橋中工作時，需要考慮兩個時序參數(shù)：從輸入到輸出的傳播延遲以及兩個驅(qū)動器或兩個輸出之間的延遲失配。
對于SiC，由于開關(guān)頻率有可能高于100 kHz，因此傳播延遲會影響占空比精度。失配會影響兩次開關(guān)之間的死區(qū)時間。對于SiC驅(qū)動器，低于50 ns的傳播延遲和低于10 ns的延遲失配較為合適。
對于高速應用，可使用硅或SJ MOSFET柵極驅(qū)動器驅(qū)動SiC MOSFET，它們通常比IGBT驅(qū)動器更快。但是，這些驅(qū)動器可能無法提供所需的輸出電壓范圍。這些驅(qū)動器的導通電壓(或輸出電壓擺幅)通常受限為15 V。這對于SiC MOSFET來說太低了。此外，大多數(shù)硅MOSFET驅(qū)動器不支持負電壓阻斷。
25 kW應用的具體要求
上升/下降時間和源/汲電流要求
由于需要控制EMI，我們將限制dV/dt，但也不能過多，這樣才能縮短死區(qū)時間(或加快導通/關(guān)斷時間)并實現(xiàn)高效率。如AND90103/D[6]中所述，其柵極電阻的范圍為2至5 Ω，SiC MOSFET的dV/dt范圍可達20至40 V/ns。因此，選擇柵極電阻時已考慮了這個范圍。通過評估導通/關(guān)斷時間期間的dV/dt，利用SPICE仿真對柵極電阻值的選擇進行了調(diào)整和驗證。
電氣隔離
在硬件開發(fā)過程中，我們遵照IEC-61851標準，該標準要求遵守IEC-60664-1規(guī)則。我們假設(shè)工作電壓接近最大值1000 V。NCD57000[7] 柵極驅(qū)動器是一個不錯的選擇。該驅(qū)動器的電介質(zhì)強度隔離電壓超過5 kVrms，工作電壓VIORM能力超過1200 V，符合UL 1577標準。寬體8毫米爬電距離有助于滿足爬電距離/電氣間隙要求。
特性和保護
以下柵極驅(qū)動器特性提高了SiC MOSFET電源實現(xiàn)的穩(wěn)健性，提高了應用的效率和可靠性。這些主要特性包括：
● 共模瞬態(tài)抗擾度是SiC應用的關(guān)鍵參數(shù)。NCD57000 可提供100 kV/μs的抗擾度
● 有源米勒箝位
● DESAT保護
● DESAT下的軟關(guān)斷
NCD57000 IGBT驅(qū)動器集成了所有這些特性。它還包括負驅(qū)動或負關(guān)斷電壓。
SiC MOSFET的柵極驅(qū)動器電源
使用SECO-LVDCDC3064-SIC-GEVB[8]隔離電源作為SiC驅(qū)動電路的電源，可提供所需的-5 V和20 V穩(wěn)定電壓軌，高效驅(qū)動SiC晶體管。變壓器安全規(guī)范符合IEC 62368-1和IEC 61558-2-16標準，具有4 kVac的電介質(zhì)絕緣特性。
SiC柵極驅(qū)動器的實現(xiàn)
DESAT保護計算
按照AND9949/D[9]計算SiC晶體管的去飽和電流。使用14.3 kΩ的電阻將DESAT電流設(shè)置為在85至115 A范圍內(nèi)觸發(fā)(圖3)。在原型階段對DESAT電流進行評估和微調(diào)。
已考慮了以下因素：
VTH = 9.0 V，RDS(ON) = 11 mΩ(100 A時)，US1MFA，VF =309.5 mV(500 μA時)(仿真)。
置于DESAT引腳上的22 pF電容可使消隱時間增加430 ns，以獲得880 ns的總消隱時間。數(shù)據(jù)手冊中給出的內(nèi)部濾波時間為320 ns，因此對去飽和事件的總反應時間等于1.2 μs。加上關(guān)斷SiC晶體管所需的時間，DESAT動作所需的總時間低于2.0 μs。
圖3.柵極驅(qū)動器NCD57000與DESAT功能元件(計算值)連接
通過仿真驗證SiC MOSFET開關(guān)
PFC以及DC-DC功率級仿真模型包括一個柵極驅(qū)動器模型，以評估柵極-源極電阻RG1 = 1.8 Ω和RG2 = 100 kΩ 的開關(guān)性能(參見圖4以了解RG1和RG2的定義或位置)。
在本例中，只有 RG1對SiC MOSFET柵極電容的放電起作用。PFC模型包含三個半橋SiC模塊以及柵極驅(qū)動器。但是圖4中只顯示了一個半橋連接。SiC模塊SPICE模型參見本系列文章的第三部分[3]。
圖4.PFC相A的功率級和柵極驅(qū)動器模型
驅(qū)動器級對系統(tǒng)性能影響顯著(對于基于SiC的系統(tǒng)來說更是如此)。因此，強烈建議將其納入仿真——至少在某種程度上。
挑戰(zhàn)之一是，現(xiàn)有的柵極驅(qū)動器模型通常非常復雜，它們會減慢仿真速度，增加仿真運行時間，因為它們包含了驅(qū)動器的所有特性(如UVLO、箝位和DESAT等)。一般來說，對于功率級仿真，更具體地說，對于本項目的目標，柵極驅(qū)動器的簡化模型就足夠了。我們構(gòu)建的模型只包括傳播延遲和輸出級特性或性能。
盡管在各種驅(qū)動器的數(shù)據(jù)手冊中通常并未直接提供詳細的I-V特性，但對于某些給定點，使用額定驅(qū)動器輸出能力(吸收吸收電流IPK-SNK1和輸出電流IPK-SRC1峰值電流，具體請參見NCD57001數(shù)據(jù)手冊[10])，結(jié)合傳播延遲信息，即可得到輸出特性的近似值。該近似方法提高了仿真準確性，同時仍能提供可接受的仿真時間。圖5顯示了基于數(shù)據(jù)手冊中的值創(chuàng)建的NCD57001柵極驅(qū)動器SPICE模型。
圖5.基于數(shù)據(jù)手冊值的NCD57001 SPICE簡化模型
關(guān)轉(zhuǎn)換的仿真：導通和關(guān)斷
評估PFC級開關(guān)性能的關(guān)鍵參數(shù)之一是開關(guān)轉(zhuǎn)換速度(見圖6)，換言之，即MOSFET的dV/dt。理論上，開關(guān)轉(zhuǎn)換速度越快，表現(xiàn)出的開關(guān)損耗越低，效率越高。
但是，開關(guān)速度還受其他因素的限制。例如，晶體管本身對如此高的梯度變化以及由快速轉(zhuǎn)換產(chǎn)生的EMI或其他共模(CM)噪聲的耐受能力。
布局本身以及寄生電感和寄生電容也對其增加了限制。
圖6.PFC級MOSFET的導通波形
圖7在本模擬中給出的配置下，dV/dt值超過了66 V/ns，唯獨寬禁帶技術(shù)才能對應這樣的高速開關(guān)。實際上，如此高的dV/dt仍然會有高風險(即使是SiC模塊)，寄生電感產(chǎn)生的超高過壓尖峰可以輕易的超過器件的耐壓上限。
圖7.低壓側(cè)相A SiC MOSFET導通速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數(shù)
調(diào)整柵極電阻是最簡單的方法來減少dV/dt。更大的柵極電阻值能減少開關(guān)速度，同時減少整體設(shè)計的風險，但也會帶來缺點，即少許的功率損失(因為開關(guān)速度沒有那么快)。
基于這項仿真的結(jié)論，我們決定做一個折中方案，換一顆阻值大一點的柵極電阻(1.8 Ω—>4.7 Ω)以確保MOS管導通時的dV/dt在25 V/ns左右。這將作為驗證實際硬件板時的初始值。
按照類似方法處理關(guān)斷轉(zhuǎn)換。圖8和9顯示了這些仿真的結(jié)果。采用1.8 Ω柵極吸收電流電阻(與導通仿真中使用的值相同)，關(guān)斷轉(zhuǎn)換速度也很快(高達40 V/ns)。在原型設(shè)計中，將吸收電流電阻值增加至3.3 Ω，以將關(guān)斷轉(zhuǎn)換調(diào)整到25 V/ns左右。
圖8.低壓側(cè)相A SiC MOSFET關(guān)斷速度是輸入電壓與電感和輸出電容值的函數(shù)
圖9.PFC級MOSFET的典型關(guān)斷波形
PCB布局和建議
為了消除或最小化PCB寄生效應，SiC驅(qū)動電路布局在SiC電源設(shè)計中至關(guān)重要。良好布局安排的一些建議和示例如圖10和11所示。輸出電流、吸收電流和箝位走線(見圖10)應盡可能短。通過VDD和VEE去耦電容閉合輸出/吸收電流路徑(如圖10所示)。它們必須盡可能靠近VDD和VEE柵極驅(qū)動器引腳放置，如圖11所示。
電容值應當足夠大，以便在維持VDD和VEE電平的同時，能夠饋送吸收電流和源電流峰值。這些去耦電容還應該具有非常小的寄生效應，并且是高頻電容。
圖10.SiC柵極驅(qū)動電路PCB布局。箭頭分別以綠色、紅色和淺藍色顯示源電流、吸收電流和箝位電流路徑
圖11.建議放置VEE和VDD去耦電容
SiC柵極驅(qū)動的未來增強功能
以上討論的NCD570xx IGBT柵極驅(qū)動器系列足以滿足SiC MOSFET柵極驅(qū)動器在大功率應用中的要求。然而，使用先進的電流隔離變壓器版本，可以獲得更快的傳輸時間和更小的延遲失配。
結(jié)合這一改進，新款NCP5156x[11]柵極驅(qū)動器系列也可用于驅(qū)動SiC MOSFET。柵極電壓范圍已調(diào)整為符合每一代的SiC MOSFET柵極開/關(guān)電壓；并且已針對柵極電壓范圍的值調(diào)整了UVLO。
NCP5156x系列的主要特性包括36 ns(典型值)的傳播延遲。每個通道的最大延遲匹配時間為8 ns；輸出電源電壓范圍為6.5 V至30 V，支持5 V、8 V和17 V UVLO閾值電壓，CMTI >200 V/ns；從輸入到每個輸出的電隔離為5 kVrms(UL 1577額定值)，輸出通道之間的峰值差分電壓為1200 V；用戶可編程死區(qū)時間和4.5 A/9 A源電流峰值和吸收電流峰值(圖12)。
圖12.NCP51561框圖
當輸出級只提供單個電源(或單極性)軌時，下述原理圖利用齊納二極管，可獲得正負電源(或雙極性)電壓(見圖13)。
圖13.在單端隔離偏置電源上使用齊納二極管的負偏壓
圖14顯示了在SiC MOSFET柵極驅(qū)動應用的NCP51561的單端隔離電源上，利用齊納二極管實現(xiàn)負偏壓的實驗結(jié)果。該示例設(shè)計旨在通過使用20 V隔離電源，以器件源極為基準電壓源，提供+15 V和-5.1 V的驅(qū)動能力。
圖14.在單端隔離電源上使用齊納二極管實現(xiàn)負偏壓的實驗波形(其中，CH1：輸入[2 V/div]，CH2：輸出[5 V/div])
由于NCP5156x IC為集成米勒箝位電路，因此更推薦將其用于低功率SiC MOSFET應用。對于數(shù)十千瓦級以上的功率，推薦使用本文所示的米勒箝位。為此，我們將推出具有擴展柵極電壓范圍的新器件NCD57100和NCD57101(分別與NCD57000和NCD57001引腳兼容)。
這種新的擴展柵極電壓范圍更適合驅(qū)動SiC MOSFET。在新器件NCD571xx中，該范圍最高可達36 V，而在本25 kW電動汽車充電樁應用中使用的NCD570xx則為25 V。
總結(jié)
本文詳細介紹了在25 kW功率應用中針對SiC MOSFET設(shè)計和調(diào)整柵極驅(qū)動器時必須考慮的因素。本文從現(xiàn)有的NCD57001 IGBT電隔離柵極驅(qū)動器入手，進而講解了在專用SiC電隔離柵極驅(qū)動器中所做的改進，并介紹了用于驅(qū)動SiC MOSFET的新器件系列NCP5156x和NCD571xx。
SiC MOSFET的速度比現(xiàn)有的硅MOSFET和IGBT快很多。因此，SiC MOSFET驅(qū)動器需要更高的共模瞬態(tài)抗擾度和dV/dt抗擾度、更高的額定電流和更低的輸出阻抗。利用本文中提到的器件、技巧和竅門，設(shè)計人員可以實現(xiàn)其應用所需的SiC MOSFET驅(qū)動器的性能。
本系列文章共包含八個部分，接下來我們將陸續(xù)發(fā)布第七和第八部分。
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