【導(dǎo)讀】開(kāi)關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開(kāi)關(guān)晶體管的導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，它和線性電源相比，具有效率高、功率密度高、可以實(shí)現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，被譽(yù)為離效節(jié)能電源M目前開(kāi)關(guān)電源已經(jīng)應(yīng)用到了各個(gè)領(lǐng)域，尤其在大功率應(yīng)用的場(chǎng)合，開(kāi)關(guān)電源具有明顯的優(yōu)勢(shì)。
引言
開(kāi)關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開(kāi)關(guān)晶體管的導(dǎo)通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持輸出電壓穩(wěn)定的一種電源，它和線性電源相比，具有效率高、功率密度高、可以實(shí)現(xiàn)和輸人電網(wǎng)的電氣隔離等優(yōu)點(diǎn)，被譽(yù)為離效節(jié)能電源M目前開(kāi)關(guān)電源已經(jīng)應(yīng)用到了各個(gè)領(lǐng)域，尤其在大功率應(yīng)用的場(chǎng)合，開(kāi)關(guān)電源具有明顯的優(yōu)勢(shì)。
開(kāi)關(guān)電源一般由脈沖寬度控制(PWM)IC、功率開(kāi)關(guān)管、整流二極管和LC濾波電路構(gòu)成。在中小功率開(kāi)關(guān)電源中，功率開(kāi)關(guān)管可以集成在PWM控制IC內(nèi)。開(kāi)關(guān)電源按反饋方式分為電壓模式和電流模式。電流模式開(kāi)關(guān)電源因其突出的優(yōu)點(diǎn)而得到了快速的發(fā)展和廣泛的應(yīng)用。但是電流模式的結(jié)構(gòu)決定了它存在兩個(gè)缺點(diǎn):恒定峰值電流而非恒定平均電流引起的系統(tǒng)開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定:占空比大于50%時(shí)系統(tǒng)的開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定。
本文旨在從原理上分析傳統(tǒng)電流模式的缺陷及改進(jìn)方案，之后分析一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路。
1.電流模式的原理分析
開(kāi)關(guān)電源可以有很多種結(jié)構(gòu)，但原理基本相似。圖1是電流模式降壓斬波fg(Buck)開(kāi)關(guān)電源的原理圖。它和電壓模式的主要區(qū)別是增加了電流采樣電阻R3和電流放大器IA. R3的阻值一般很小，以避免大的功耗。功率管Ql在每個(gè)周期開(kāi)始的時(shí)候開(kāi)啟并維持一段時(shí)間Ton，通過(guò)濾波電感Lo對(duì)濾波電容C。充電、同時(shí)向負(fù)載提供電流，此時(shí)Lo上電流隨時(shí)間的變化率為
電感電流到達(dá)一定值后功率管關(guān)斷，二極管D1起續(xù)流和鉗位作用。設(shè)DI的導(dǎo)通壓降為VZ，則此時(shí)
RI和R2分壓后和Vπf 比較并放大，變?yōu)樾盘?hào)VEA；同時(shí)R3兩端的壓降經(jīng)IA放大后變?yōu)樾盘?hào)VIA，當(dāng)VIA高于VEA時(shí)，相關(guān)控制電路將控制功率管關(guān)斷，從而達(dá)到調(diào)節(jié)占空比的目的。通過(guò)實(shí)時(shí)地調(diào)節(jié)占空比，輸出電壓可以穩(wěn)定在一個(gè)預(yù)先設(shè)定的值。上述工作過(guò)程的波形如圖2,實(shí)線表示連續(xù)工作模式，虛線表示不連續(xù)工作模式，其中Clock表示時(shí)鐘信號(hào)，VEA表示EA的輸出，VIA表示IA的輸出，IQ1是功率管的電流，ID1是二極管電流
電流模式由于采用了電壓一電流雙環(huán)控制顯著改善了開(kāi)關(guān)電源的性能，主要表現(xiàn)在：
① 根本消除了Push-pull開(kāi)關(guān)電源存在的磁通量失恒問(wèn)題磁通量失恒會(huì)減弱電感的承壓能力，導(dǎo)致功率管電流不斷增大并最終燒毀。電流模式在每個(gè)周期都限定功率管峰值電流，能徹底杜絕磁通量失恒.
② 電壓調(diào)整率顯著減小。當(dāng)輸人電壓波動(dòng)時(shí)圖1中的電流檢測(cè)電阻R3會(huì)立即檢測(cè)到峰值電流的變化，快速調(diào)整占空比，使輸出電壓穩(wěn)定
③ 簡(jiǎn)化了反饋電路的設(shè)計(jì)LC濾波電路在頻率達(dá)到共鳴頻率
后，相移會(huì)接近最大值180°，輸人到輸出的增益會(huì)隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了開(kāi)關(guān)電源反饋電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度在電流模式中，濾波電感的小信號(hào)阻抗幾乎為零，這樣就只能產(chǎn)生最大90,相移，增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實(shí)際LC濾波電路的一半。因此反饋電路的設(shè)計(jì)可以大幅簡(jiǎn)化
后，相移會(huì)接近最大值180°，輸人到輸出的增益會(huì)隨著頻率的升高而迅速減小，這就增加了開(kāi)關(guān)電源反饋電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度在電流模式中，濾波電感的小信號(hào)阻抗幾乎為零，這樣就只能產(chǎn)生最大90,相移，增益隨頻率升高而下降的速度也減小為實(shí)際LC濾波電路的一半。因此反饋電路的設(shè)計(jì)可以大幅簡(jiǎn)化④ 改善了負(fù)載調(diào)整率。在電流模式中，誤差放大器的帶寬更大，因而負(fù)載調(diào)整率更好。
2.電流模式的缺點(diǎn)
2.1恒定峰值電流引起的電感平均電流不恒定
電流模式的實(shí)質(zhì)是使電感平均電流跟隨誤差放大器輸出電壓VEA設(shè)定的值，即可用一個(gè)恒流源來(lái)代替電感，使整個(gè)系統(tǒng)由二階降為一階。但在常用的峰值電流模式中，不同的占空比會(huì)導(dǎo)致不同的電感平均電流。這可以由平均電流的計(jì)算式看出:
其中Ip是峰值電流，dl是峰值電流和最小值的差值，T是時(shí)鐘周期，ton和toff分別為功率管開(kāi)啟時(shí)間和關(guān)斷時(shí)間
如圖3所示，當(dāng)由于某種原因使輸人電壓從Vdc1變化到Vdc2，電感電流的上升沿斜率將會(huì)變化（Vdc2-Vdc1）/Lo而下降沿斜率不變.占空比將從Dl變?yōu)镈2，電感電流的平均值從Iav1變化到Iav2，這往往會(huì)導(dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩
2.2 電感擾動(dòng)電流引起的輸出振蕩
在輸入電壓不變的條件下，當(dāng)由于某種外部原因使電感上的電流在一個(gè)下降沿結(jié)束時(shí)發(fā)生小的擾動(dòng)AI，因?yàn)殡娏鞯纳仙睾拖陆笛氐男甭室约胺逯惦娏鞫疾蛔?，所以在下一個(gè)周期結(jié)束后，這個(gè)擾動(dòng)電流將被放大為
其中dt為發(fā)生擾動(dòng)后導(dǎo)通時(shí)間的變化值，m1和m2分別為上升斜率和下降斜率。
從( 2)式可以看出，當(dāng)占空比小于50%時(shí)，m2<m1，△I''<△I，即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流減弱。但是當(dāng)占空比大于50%時(shí)，m2>m1，△I''>△I，即一個(gè)周期后擾動(dòng)電流增強(qiáng)，如圖4所示。這同樣也會(huì)引起輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)的振蕩
3.斜坡補(bǔ)償?shù)脑矸治?/strong>
前面分析的兩個(gè)不穩(wěn)定情況實(shí)際上都是因?yàn)檎伎毡雀淖円鹆穗姼衅骄娏鞯淖兓?，最終導(dǎo)致輸出電壓在一段時(shí)間內(nèi)振蕩，尤其當(dāng)占空比大于50%時(shí)更加嚴(yán)重。如果能使系統(tǒng)在占空比足夠大的時(shí)候才發(fā)生上述不穩(wěn)定現(xiàn)象，就相當(dāng)于解決了這兩個(gè)問(wèn)題。設(shè)圖1中電阻R3上的壓降為Vs，可以嘗試在Vs上疊加一個(gè)斜率為m，且在時(shí)鐘周期起點(diǎn)處等于零的電壓，則經(jīng)IA放大后相當(dāng)于在信號(hào)VIA上疊加了一個(gè)斜率為Avm的電壓。再設(shè)電感上有擾動(dòng)電流AI，經(jīng)IA放大為AvAI。由圖5可以證明，經(jīng)過(guò)一個(gè)周期后這個(gè)擾動(dòng)電流的值變?yōu)?/div>
把m1D=m2（1-D）代入（3）式得
要使擾動(dòng)電流在第一個(gè)周期就減弱，必須要有
（5）式表明，在斜坡補(bǔ)償前，占空比達(dá)到50%后系統(tǒng)就開(kāi)始不穩(wěn)定，斜坡補(bǔ)償之后，只要補(bǔ)償斜率m滿足式（5）的關(guān)系，系統(tǒng)始終是穩(wěn)定的。
由此可見(jiàn)，只要能確定電感電流下降沿的斜率m2和占空比D，就有可能設(shè)計(jì)出合適的斜坡補(bǔ)償電路，解決峰值電流控制型開(kāi)關(guān)的輸出振蕩問(wèn)題。
3.1 實(shí)際的斜坡補(bǔ)償電路分析
在電流模式PWM IC內(nèi)部集成斜坡補(bǔ)償電路要比理論分析復(fù)雜得多，因?yàn)樵诓煌瑧?yīng)用情況下，(5)式中的m2和D也會(huì)不同，所以很難對(duì)所有可能的情況作最好的補(bǔ)償。由( 5)式 可以看出，開(kāi)關(guān)電源穩(wěn)定工作時(shí)占空比D和電感電流下降沿斜率m2越大，那么它所需的斜坡補(bǔ)償?shù)牧恳簿驮酱?。在連續(xù)工作模式中，D和m2都是由電路結(jié)構(gòu)決定的。而在不連續(xù)工作模式中，D是隨負(fù)載變化的量，m2是由電路結(jié)構(gòu)決定的。根據(jù)這個(gè)原理可以設(shè)計(jì)一個(gè)補(bǔ)償量隨占空比增大而增大，并且能夠適合一定范圍的m的斜坡補(bǔ)償電路，如圖6。其中Vcc是較穩(wěn)定的電壓，約為2.3V,Vosc是PWM內(nèi)部振蕩器輸出的鋸齒波，最小值和最大值分別為0.6V和1.7V, Vdrv是功率管的柵極控制信號(hào)，Iout是斜坡補(bǔ)償電流，輸出到電流采樣電阻(如圖1中的R3)的正端，從而在采樣電阻上疊加了一個(gè)電壓降，達(dá)到斜坡補(bǔ)償?shù)哪康摹?/div>
設(shè)電流采樣電阻的阻值為RS，那么疊加在該電阻上壓降的斜率為：
鉗位二極管DI、D2，分壓電阻網(wǎng)絡(luò)RI,R 2.R 3和R4共同決定了Q5, Q6和Q7的開(kāi)啟點(diǎn)當(dāng)一個(gè)時(shí)鐘周期開(kāi)始時(shí)，Vdrv由低變高，Q1管導(dǎo)通，同時(shí)Vosc從最小值開(kāi)始以一定的斜率上升Q4、Q5, Q6和Q7先后開(kāi)啟，這四個(gè)晶體管集電極電流的總和被由Q2, Q3, R9. R10構(gòu)成的比例電流鏡鏡像后輸出到Iout。
設(shè)NPN晶體管的開(kāi)啟閡值為VTn,D l和D2的正向?qū)▔航刀紴閂D, Ql的C-E結(jié)壓降近似為零，則通過(guò)兩個(gè)二極管的電流為
因此Q4, Q5. Q6. Q7的開(kāi)啟點(diǎn)分別為
其中Ib0、IQ50是Q6開(kāi)啟時(shí)的二極管和Q5的電流，Ib1、IQ51、IQ60是Q7開(kāi)啟時(shí)的二極管、Q5和Q6的電流。
Q2 的集電極電流為上述四個(gè)晶體管的集電極電流總和：
因?yàn)?Q4 ,Q5,Q 6和Q7是先后開(kāi)啟的，所以補(bǔ)償電流在時(shí)間軸上的斜率dlout/dt將隨著Vosc的增大而增大，即斜坡補(bǔ)償?shù)牧侩S占空比增大而增大。
功率管的導(dǎo)通時(shí)間結(jié)束時(shí)，Vdrv由高變低，Ql關(guān)斷，Iout隨即降為零。這樣可以減少不必要的系統(tǒng)功耗。
考慮不同應(yīng)用情況下m2的變化范圍，計(jì)算(5)式就可以確定m隨D變化的曲線，再根據(jù)電流放大器IA的增益和振蕩器鋸齒波斜率計(jì)算可得各元件的尺寸。
圖7是在選取了元件尺寸后計(jì)算機(jī)仿真波形。其中Vosc是理想化的鋸齒波，Iout是輸出的補(bǔ)償電流，IQ4、IQ5、IQ6、 IQ7分別是Q4, Q5, Q6和Q7的漏極電流，可以看到，為了在占空比小于50%的時(shí)候系統(tǒng)更加穩(wěn)定，Q4在每個(gè)周期開(kāi)始時(shí)就已經(jīng)開(kāi)啟，但是電流的斜率較小。隨著Vosc以恒定的斜率上升，將先后在t1, t2, t3時(shí)達(dá)到Q5, Q6和07的開(kāi)啟點(diǎn)。設(shè)Q4, Q5, Q6, Q7開(kāi)啟后的電流斜率分別為m4, m5, m6和m7，
設(shè)電流采樣電阻的阻值為RS，那么疊加在該電阻上壓降的斜率為：
結(jié)論
本文分析了傳統(tǒng)電流模式開(kāi)關(guān)電源的工作原理及其優(yōu)劣，從原理上解釋了電流模式在占空比大于50%后輸出不穩(wěn)定的問(wèn)題和解決的方法。在此基礎(chǔ)上本文分析了一個(gè)實(shí)用的斜坡補(bǔ)償電路結(jié)構(gòu)并詳細(xì)分析了其工作過(guò)程。通過(guò)HSPICE的仿真分析，得到了預(yù)期的結(jié)果，證明了該電路的可行性。
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