采用了片上反饋環(huán)路補(bǔ)償，結(jié)果就是需要選擇功率路徑元器件以適應(yīng)反饋環(huán)路的要求，一般來說，這是達(dá)不到最優(yōu)化的安排。例如，給定的調(diào)整器可能要求用戶在給定的范圍內(nèi)選擇電感器以及輸出電容器，以確保在反饋補(bǔ)償電路具有雙零點(diǎn)的位置出現(xiàn)LC雙極點(diǎn)頻率。雖然你可能獲得一個穩(wěn)定的環(huán)路，但是，你可能不具備滿足電源路徑要求的、接近理想的數(shù)值。

解決方案就是依賴于外部由用戶選擇的環(huán)路補(bǔ)償。然而，那對于新的用戶可能會存在一些問題。反饋環(huán)路被認(rèn)為是難以補(bǔ)償?shù)?在上世紀(jì)80年代，最初引入的一種創(chuàng)新就是采用電流模式控制。那個控制配置把輸出濾波器的階數(shù)降低了1階，由一階濾波器系統(tǒng)來實(shí)現(xiàn)，從而極大地簡化了環(huán)路補(bǔ)償?shù)脑O(shè)計(jì)任務(wù)。然而，電流模式控制并不是像最初希望的那樣是萬能藥。噪聲靈敏度就是一個主要問題。

最新開發(fā)的電流模式控制的版本被稱為仿真電流模式控制(ECM)，它極大地改善了以非常高的降壓比率工作的能力，與此同時，維持良好的抗噪聲特性。因此，對于輸入電壓額定值高達(dá)75V的情況，有可能在許多高輸入電壓應(yīng)用中擁有很大的設(shè)計(jì)裕量，與此同時，仍然能夠產(chǎn)生當(dāng)今數(shù)字電路所采用的那種輸出電壓。環(huán)路補(bǔ)償成為了一種相對簡單的設(shè)計(jì)，而現(xiàn)成的軟件能夠使設(shè)計(jì)從用戶的觀點(diǎn)看幾乎是微不足道的事情。

傳統(tǒng)的電流模式基礎(chǔ)

那么，首先要掌握電流模式控制是如何工作的?人們一直企圖采用復(fù)雜的數(shù)學(xué)公式來解釋電流模式控制的工作原理。然而，有些網(wǎng)友認(rèn)為，如果必須采用數(shù)學(xué)方法來解釋某事，那就是因?yàn)槟悴涣私馑?。因此，讓我們看看，我們能否開發(fā)一種簡單的直覺方法來理解電流模式控制。

基本概念就是把電源級轉(zhuǎn)換為一個電流源，其受控電流的水平由一個誤差放大器控制。誤差放大器監(jiān)測輸出電壓，并根據(jù)輸出電壓與其理想值之間的偏差來控制電流。控制電感電流的常見方法就是測量該電流并當(dāng)這一電流達(dá)到期望電流值時關(guān)閉高邊FET(控制FET)。

從輸出濾波器—由一個跟負(fù)載電阻并聯(lián)連接的電容組成—的觀點(diǎn)來看，電感器的構(gòu)成就像一個可編程電流源。在誤差放大器輸出中的任何小的信號偏差將導(dǎo)致通過電感器的小的信號電流變化。這些小的信號電流變化流過輸出濾波器網(wǎng)絡(luò)的阻抗，從而導(dǎo)致輸出上電壓的微小變化。因?yàn)檩敵鯮C濾波器是一階系統(tǒng)，對輸出小信號響應(yīng)的控制(也稱為安置增益)也是一階的。因此，系統(tǒng)非常易于進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)。

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ECM基礎(chǔ)

大多數(shù)傳統(tǒng)的電流模式調(diào)整器通過監(jiān)測控制FET的開態(tài)電流—ECM—來測量電感器的電流，另一方面，剛好在再次打開控制FET之前測量捕獲二極管中的電流。這一信息然后由采樣和保持電路捕獲，而采樣和保持電路由調(diào)整器的板上時鐘進(jìn)行門控。

二極管的電流信息被保持，然后，控制FET被打開。接著，小電流源開始為斜坡電容充電，其容值已經(jīng)被選為正比于電感器的數(shù)值。充電電流被編程為正比于輸入-輸出的電壓差。正因?yàn)槿绱耍谶@個電容上產(chǎn)生的斜坡電壓具有正比于電感器電流斜坡的斜率。

圖1：仿真電流模式控制方框圖。

當(dāng)斜坡電壓接著被疊加至以前采樣下來的電流測量值之上，結(jié)果得到一個看起來很像控制FET的電流波形的梯形波形，減去所有常見的非理想特性。這就賦予ECM精確地控制非常窄脈沖的開關(guān)的能力，這是大降壓比率調(diào)整器非常需要的一種特性。然而，問題依然存在，小信號的行為仍然是電流模式調(diào)整器所期望的那樣嗎?實(shí)際上，下面的測量繪圖表明，顯然就是所期望的那樣。

圖2：ECM信號行為圖。
 

利用干凈的、具有寬工作范圍的、單極點(diǎn)控制架構(gòu)，最終用戶擁有利用這種便于補(bǔ)償?shù)奶攸c(diǎn)的靈活性，這一點(diǎn)是有趣的。用戶可以采用大約在300Hz的一個零點(diǎn)來實(shí)現(xiàn)非常簡單的、顯性的極點(diǎn)補(bǔ)償。該設(shè)計(jì)容許從1KHz遠(yuǎn)至30KHz之間的某個頻點(diǎn)出現(xiàn)交叉頻率，因?yàn)檫@是簡單的RC補(bǔ)償。正是該控制架構(gòu)的寬容特性才得以維持環(huán)路設(shè)計(jì)的簡單性。

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把ECM降低至切合實(shí)際

LM5576家族的SIMPLE SWITCHER降壓調(diào)整器就是利用這種簡便的補(bǔ)償特性，通過可達(dá)到的環(huán)路補(bǔ)償把一定程度的控制能力返回給用戶，相比之下，以前版本的SIMPLE SWITCHER調(diào)整器完全依賴于內(nèi)部的、工廠預(yù)先編程的增益特性。

當(dāng)然，為了真正利用環(huán)路增益的靈活性，工作頻率也應(yīng)該是靈活的。這就容許用戶在效率、解決方案的尺寸以及動態(tài)性能之間做出性能折中。例如，如果用戶要求極佳的動態(tài)性能，而效率卻是次要考慮，那么，設(shè)計(jì)工程師可以選擇運(yùn)行在比較高的時鐘頻率，因此，把LC濾波器中存儲的能量最小化，并容許得到更好的瞬態(tài)響應(yīng)。

相反，對于以加大一些電路板空間來獲得最優(yōu)化效率的應(yīng)用，用戶可以選擇較低的時鐘頻率，相關(guān)的LC濾波器就較大。歸因于濾波器單元中存儲的較大能量，動態(tài)性能會被打折。然而，在任何一種情形下，環(huán)路可以方便地針對選定的LC濾波器元器件以及時鐘頻率進(jìn)行裁剪。對于具有很大級別的動態(tài)加載的系統(tǒng)，較快的控制環(huán)路準(zhǔn)許減小輸出電容，因此，節(jié)省了整個設(shè)計(jì)的成本。

為了努力最小化用戶部分的設(shè)計(jì)工作量，整個調(diào)整器可以采用完全自動化的、著名的專家系統(tǒng)WEBENCH來設(shè)計(jì)。該軟件將生成確實(shí)穩(wěn)定且達(dá)到預(yù)期功能的各種設(shè)計(jì)。然而，該軟件尚未智能到自己就足以把調(diào)整器的動態(tài)性能設(shè)計(jì)為最佳，那還需要少量的用戶介入。對于大多數(shù)應(yīng)用來說，那是不必要的。

然而，對于那些在控制環(huán)路中需要少許額外帶寬的情形來說，用戶可以選擇調(diào)節(jié)補(bǔ)償。各種瞬態(tài)仿真的結(jié)果可以被觀察到，就像觀察整個環(huán)路增益的波特圖一樣，而由軟件選擇的補(bǔ)償可以被調(diào)節(jié)，以努力改善環(huán)路的動態(tài)性能。用戶可以自由地把環(huán)路帶寬推至遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于工廠在傳輸函數(shù)中開始顯示的高頻率極點(diǎn)，因此，在稍微犧牲相位裕量的情況下，可以擴(kuò)展環(huán)路帶寬，而瞬態(tài)動態(tài)性能得到了充分的改善。

為了迫使環(huán)路進(jìn)入穩(wěn)定狀態(tài)，對于電感器以及輸出電容的數(shù)值基本上沒有限制。在下面的例子中，開關(guān)頻率被提高至500KHz，從而容許電感器的數(shù)值為15uH，而電容器的數(shù)值為220uF。與簡單的、單片電路調(diào)整器相比，結(jié)果得到了一個看起來相當(dāng)好的大負(fù)載階躍響應(yīng)特性。

圖3：大負(fù)載階躍響應(yīng)的實(shí)例。
 

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