中心議題：

• 學(xué)習(xí)實(shí)用小功率開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計(jì)
• 輸入濾波電路的設(shè)計(jì)

解決方案：

• 采用單端正激型電路結(jié)構(gòu)

• 依靠自饋電線圈泄放變壓器中的磁場(chǎng)能量，實(shí)現(xiàn)磁通復(fù)位

1電路結(jié)構(gòu)選擇

開關(guān)穩(wěn)壓電源與傳統(tǒng)的線性穩(wěn)壓電源相比具有體積小、重量輕、效率高等優(yōu)點(diǎn)，已成為穩(wěn)壓電源的主流產(chǎn)品。為使電源結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、緊湊，工作可靠、減少成本，小功率開關(guān)穩(wěn)壓電源常采用單端反激型或單端正激型電路。與單端反激型相比，單端正激型開關(guān)電流小、輸出紋波小、更容易適應(yīng)高頻化。用電流型PWM控制芯片UC3843構(gòu)成的單端正激型開關(guān)穩(wěn)壓電源的主電路如圖1所示。

實(shí)用的單端正激型開關(guān)穩(wěn)壓電源必須加磁通復(fù)位電路,以泄放勵(lì)磁電路的能量。如圖1所示，開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)D1導(dǎo)通，副邊線圈N2向負(fù)載供電，D4截止，自饋電線圈Nf電流為零；Q關(guān)斷時(shí)D1截止，D4導(dǎo)通，Nf經(jīng)電容C1濾波后向UC3843供電，同時(shí)原邊線圈N1上產(chǎn)生的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)使D3導(dǎo)通，并加在RC上。由于變壓器中的磁場(chǎng)能量可通過Nf泄放，而不像一般的RCD磁通復(fù)位電路消耗在電阻上，這可減少發(fā)熱，提高效率。

2電源技術(shù)規(guī)格

輸入電壓：AC110/220V；

輸入電壓變動(dòng)范圍：90V～240V；

輸入頻率：50/60Hz；

輸出電壓：12V；

輸出電流：2.5A；

工作頻率的選擇：UC3843的典型工作頻率為20kHz～500kHz。開關(guān)頻率的選擇決定了變換器的許多特性。開關(guān)頻率越高,變壓器、電感器體積越小,電路的動(dòng)態(tài)響應(yīng)也越好。但隨著頻率的提高,諸如開關(guān)損耗,門極驅(qū)動(dòng)損耗,輸出整流管的損耗會(huì)越來(lái)越突出,而且頻率越高,對(duì)磁性材料的選擇和參數(shù)設(shè)計(jì)要求會(huì)越苛刻,另外,高頻下線路的寄生參數(shù)對(duì)線路的影響程度難以預(yù)料,整個(gè)電路的穩(wěn)定性,運(yùn)行特性以及系統(tǒng)的調(diào)試會(huì)比較困難。本電路中,選Rt=1.8kΩ,Ct=10nF。由UC3843A定時(shí)電阻,電容與振蕩器頻率的關(guān)系曲線圖,可得開關(guān)頻率為f=85kHz，周期T=11.8μs；

占空比：設(shè)計(jì)無(wú)工頻變壓器的單端正激型開關(guān)電源時(shí)，一般占空比D最大不超過0.5,這里選擇Dmax=0.5。則Tonmax=T·Dmax=5.9μs。
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3電源設(shè)計(jì)

3.1變壓器和輸出電感的設(shè)計(jì)

根據(jù)電源規(guī)格、輸出功率、開關(guān)頻率,選擇PQ26/25磁芯，磁芯截面積Se=1.13cm2，磁路有效長(zhǎng)度le=6.4cm,磁芯材料為MXO2000,飽和磁通密度Bs=0.4T。取變壓器最大工作磁感應(yīng)強(qiáng)度Bmax=Bs/3=0.133T，則電感系數(shù)AL值為：

AL=(0.4πμrSe/le)10－6=4.44(μH/N2)

變壓器原邊線圈匝數(shù)為：

N1=UImin×Tonmax/Bmax×Se式中UImin為最小直流輸入電壓?？紤]到交流輸入電壓為110V±20％,則交流輸入電壓最小值約為90V，即UImin=90×=127V。代入得N1=49.9，取50匝。原邊線圈電感為：L1=N12AL=11.1mH。副邊線圈匝數(shù)為：N2=

式中UDF、UL分別為整流二極管D1和輸出電感L上的壓降,取UDF＋UL=0.7V,代入得N2=10匝。

副邊線圈電感為：L2=N22AL=444μH。

開關(guān)管斷開時(shí)N1兩端會(huì)產(chǎn)生感應(yīng)電動(dòng)勢(shì),為了保證開關(guān)管正常工作,將感應(yīng)電勢(shì)限制到eL≈300V。自饋電線圈要向UC3843提供VCC=12V工作電壓，按電容C1上電壓UC1=16V考慮,可保證足夠供電給UC3843，由Nf=(Uc1/eL)N1可得Nf=2.67取3匝。變壓器副邊電流為矩形波，其有效值I2=Io·=1.77A，導(dǎo)線電流密度取4A/mm2，所需導(dǎo)線截面為1.77/4=0.44mm2，選用截面積為0.1521mm2的導(dǎo)線(Φ0.49)三根并繞。同樣可選擇原邊導(dǎo)線，原邊電流有效值I1=Io·=0.354A,所需導(dǎo)線截面為0.354/4=0.0885mm2,選用截面積為0.09621mm2的導(dǎo)線(Φ041)。

取輸出電感的電流變化ΔIL=0.2Io=0.5A,則輸出電感為：L=Tonmax

式中U2min為副邊線圈最小電壓,U2min=(Uo＋UDF＋UL)/Dmax=25.4V，取UDF=0.5V，Uomax=13V,代入可得L=140μH。根據(jù)輸出電感上電流IL=Io，所需導(dǎo)線截面應(yīng)為：2.5/4=0.625mm2，選擇截面積為0.6362mm2的導(dǎo)線(Φ096)。

3.2開關(guān)管、整流二極管、續(xù)流二極管的選擇

由于開關(guān)管斷開時(shí)原邊線圈N1兩端的感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)限制到eL≈300V，輸入交流電壓經(jīng)全波整流電容濾波后，直流輸入電壓的最大值UImax=240×=339V，所以整流二極管所承受的最高反向電壓UD1P=eL（N2/N1）=60V，續(xù)流二極管所承受的最高反向電壓UD2P=UImax(N2/N1)=68V。流過整流二極管和續(xù)流二極管的最大電流ID1P=ID2P=Io＋0.5ΔIL=2.75A。根據(jù)以上計(jì)算選擇肖特基半橋MBR20100CT,平均整流電流20A,反向峰值電壓100V。

開關(guān)管承受的最大電壓Udsp=339＋300=639V。變壓器勵(lì)磁電流的最大值ITrP=(UImax/L1)Tonmax=180mA,開關(guān)管最大電流IdsP=(ID1PN2/N1)＋I(xiàn)TrP=0.73A。根據(jù)以上計(jì)算,選用功率MOSFET2SK792，漏源擊穿電壓BVDS=900V，最大漏極電流IDmax=3A。

3.3反饋電路的設(shè)計(jì)

電流反饋電路采用電流互感器檢測(cè)開關(guān)管上的電流,原理如圖2所示。電流互感器的輸出分為電流瞬時(shí)值反饋和電流平均值反饋兩路,R2上電壓反映電流瞬時(shí)值,開關(guān)管上的電流增大會(huì)使UR2增大,當(dāng)UR2大于1V時(shí)，UC3843芯片輸出脈沖關(guān)斷。調(diào)節(jié)R1、R2分壓比可改變開關(guān)管的限流值，實(shí)現(xiàn)電流瞬時(shí)值的逐周期比較，這屬于限流式保護(hù)。輸出脈沖關(guān)斷，實(shí)現(xiàn)對(duì)電流平均值的保護(hù)，這屬于截流式保護(hù)。兩種過流保護(hù)互為補(bǔ)充，使電源更為安全可靠。采用電流互感器采樣使控制電路與主電路隔離，同時(shí)與電阻采樣相比降低了功耗，有利于提高整個(gè)電源的效率。

電壓反饋電路如圖3所示，輸出電壓通過集成穩(wěn)壓器TL431和光耦反饋到UC3843（1）腳，調(diào)節(jié)R1、R2分壓比可設(shè)定和調(diào)節(jié)輸出電壓，達(dá)到較高的穩(wěn)壓精度。如果輸出電壓Uo升高，集成穩(wěn)壓器TL431陰極到陽(yáng)極的電流增大，使光耦輸出三極管電流增大即UC3843（1）腳對(duì)地的分流變大，UC3843輸出脈寬相應(yīng)變窄，輸出電壓Uo減小。同樣地，如果輸出電壓Uo減小，可通過反饋調(diào)節(jié)使之升高。

 
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3.4保護(hù)電路的設(shè)計(jì)

圖4為變壓器過熱保護(hù)電路，R3=R4,NTC為粘貼在變壓器上的負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻，常溫下RNTCR2，運(yùn)放U1構(gòu)成滯環(huán)比較器。正常工作時(shí)，NTC阻值較大，運(yùn)放U＋<U－，輸出為零；當(dāng)溫度上升到設(shè)定值時(shí)，運(yùn)放U1輸出為高電平，送到PWM控制芯片使輸出脈沖關(guān)斷。

圖5為輸出過電壓保護(hù)電路。穩(wěn)壓管DZ的擊穿電壓稍大于輸出電壓額定值，輸出正常時(shí)，DZ不導(dǎo)通，晶閘管V門極電壓為零,不導(dǎo)通。當(dāng)輸出過壓時(shí)DZ擊穿，V受觸發(fā)導(dǎo)通，使光耦輸出三極管電流增大，通過UC3843控制開關(guān)管關(guān)斷。

圖6為空載保護(hù)電路。為了防止變壓器繞組上電壓過高，同時(shí)也為了使電源從空載到滿載的負(fù)載效應(yīng)較小，開關(guān)穩(wěn)壓電源輸出端一般不允許開路。圖6中R2R3,給運(yùn)放同相輸入端提供固定的小電壓U＋。R8為取樣負(fù)載電流的分流器,當(dāng)外電路未接負(fù)載RL時(shí)，R8上無(wú)電流,運(yùn)放反相輸入端電壓U－=0，因而U＋>U－，運(yùn)放輸出電壓較高，使三極管V1飽和導(dǎo)通，將電源內(nèi)部的假負(fù)載R7自動(dòng)接入。當(dāng)電源接入負(fù)載RL時(shí),R8上的壓降使U－>U＋,運(yùn)放輸出電壓為零,V1截止,將R7斷開。
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3.5輸入濾波電路的設(shè)計(jì)

輸入濾波電路具有雙向隔離作用,它可抑制從交流電網(wǎng)輸入的干擾信號(hào),同時(shí)也防止開關(guān)電源工作時(shí)產(chǎn)生的諧波和電磁干擾信號(hào)影響交流電網(wǎng)。電路如圖7所示，是一種復(fù)合式EMI濾波器，L1、L2和C1構(gòu)成第一級(jí)濾波，共模電感TR和電容C2、C3進(jìn)行第二級(jí)濾波。C1主要用來(lái)濾除差模干擾，選用高頻特性較好的薄膜電容。電阻R給電容提供放電回路，避免因電容上的電荷積累影響濾波器的工作特性。C2、C3跨接

 
 
 
 
在輸出端，能有效抑制共模干擾。為了減小漏電流C2、C3宜選用陶瓷電容器。
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4實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖8～圖10為輸入電壓220V的條件下,輸出端的負(fù)載狀況分別為空載、半載和全載時(shí)，輸入端的功率波形圖。由這3個(gè)圖可以看出，輸入功率是個(gè)脈沖序列，周期為10ms，即每半個(gè)工頻周期電源輸入端通過整流橋?yàn)檩斎肫交瑸V波電容充一次電。測(cè)量輸入功率時(shí)串聯(lián)于輸入端的采樣電阻為2.0Ω，因此功率為圖示值除以2。半載時(shí)輸出功率為:12.3662/10=15.29W，全載時(shí)輸出功率為：12.2552/5=30.04W。電路正常工作時(shí)，漏極電壓波形如圖11所示。

(1)輸出電壓

在各種不同的負(fù)載狀況下，當(dāng)輸入電壓從90V變化到250V時(shí)，相應(yīng)輸出電壓測(cè)試結(jié)果如表1所示：

輸入電壓（V）	輸出電壓（V）
	空載	半載（10Ω）	滿載（5Ω）
90	12.455	12.360	12.242
110	12.459	12.368	12.247
220	12.467	12.375	12.255
250	12.471	12.381	12.262

(2)效率

實(shí)測(cè)各種負(fù)載狀況下的效率如表2所示。

表2各種負(fù)載狀況下的效率

負(fù)載	空載	半載（10Ω）	滿載（5Ω）
輸入功率（W）	3.00	20.03	36.02
輸出功率（W）	0	15.29	30.04
效率（％）	0	76.34	83.40

（3）輸出紋波電壓

實(shí)測(cè)輸出紋波電壓峰峰值半載時(shí)為40mV；滿載時(shí)為50mV。

5結(jié)語(yǔ)

介紹了一種實(shí)用的30W開關(guān)穩(wěn)壓電源電路的設(shè)計(jì)過程，該電源采用單端正激型電路結(jié)構(gòu)，輸出紋波較小，依靠自饋電線圈泄放變壓器中的磁場(chǎng)能量，實(shí)現(xiàn)磁通復(fù)位，可減少發(fā)熱，提高效率，而且去磁繞組匝數(shù)少，減小了變壓器體積。應(yīng)用電流型PWM控制器UC3843，提高了電源的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，引入了過壓、過流、過熱、空載等保護(hù)，使電路能可靠工作?？傊撾娫大w積小、重量輕、紋波較小，效率較高，輸出電壓穩(wěn)定度高，源效應(yīng)和負(fù)載效應(yīng)較小，保護(hù)電路較為完善,適用于功率小、要求體積小、效率高的場(chǎng)合。