中心議題：
- IGBT及其子器件的四種失效模式
解決方案：
- MOS柵擊穿失效模式
- IGBT——MOS閾值電壓漂移
- IGBT壽命期內(nèi)有限次連續(xù)短路脈沖沖擊的累積損傷
- 靜電放電保護用高壓npn管的硅熔融
1、 引言
IGBT及其派生器件，例如：IGCT，是MOS和雙極集成的混合型半導體功率器件。因此，IGBT的失效模式，既有其子器件MOS和雙極的特有失效模式，還有混合型特有的失效模式。MOS是靜電極敏感器件，因此，IGBT也是靜電極敏感型器件，其子器件還應包括靜電放電（SED）防護器件。據(jù)報道，失效的半導體器件中，由靜電放電及相關原因引起的失效，占很大的比例。例如：汽車行業(yè)由于失效而要求退貨的器件中，其中由靜電放電引起的失效就占約30%。
本文通過案例和實驗，概述IGBT及其子器件的四種失效模式：
（1） MOS柵擊穿；
（2） IGBT——MOS閾值電壓漂移；
（3） IGBT壽命期內(nèi)有限次連續(xù)短路脈沖沖擊的累積損傷；
（4） 靜電放電保護用高壓npn管的硅熔融。
2、 MOS柵擊穿
IGBT器件的剖面和等效電路見圖1。
由圖1可見，IGBT是由一個MOS和一個npnp四層結構集成的器件。而MOS是金屬—氧化物—半導體場效應管的簡稱。其中，氧化物通常是硅襯底上氧化而生成的SIO2，有時還迭加其他的氧化物層，例如Si3N4，Al2O3。通常設計這層SiO2的厚度ts： 微電子系統(tǒng)：ts<1000A 電力電子系統(tǒng)：ts≥1000A。
SiO2，介質(zhì)的擊穿電壓是1×1019V/m。那么，MOS柵極的擊穿電壓是100V左右。
人體產(chǎn)生的靜電強度U：濕度10-20%，U＞18000V；濕度60-90%時，U≥1500V。
上述數(shù)據(jù)表明，不附加靜電保護的MOS管和MOS集成電路（IC），只要帶靜電的人體接觸它，MOS的絕緣柵就一定被擊穿。
案例：上世紀六十年代后期，某研究所研制的MOS管和MOS集成電路。不管是安裝在印刷電路板上還是存放在盒中的此種器件，都出現(xiàn)莫名其妙的失效。因此，給MOS一個綽號：摸死管。
如果這種“摸死”問題不解決，我國第一臺具有自主知識產(chǎn)權的MOS集成電路微型計算機就不可能在1969年誕生。經(jīng)過一段時間的困惑，開始懷疑靜電放電的作用。為了驗證，準備了10支柵極無任何防護的MOS管，用晶體管特性測試儀重新測試合格后，即時將該器件再往自己身上摩擦一下再測特性，結果發(fā)現(xiàn)：100%柵擊穿！隨后，在MOS管的柵極一源極之間反并聯(lián)一個二極管，問題就基本解決。意外的結果：“摸死管”成了一句引以為戒的警語。該研究所內(nèi)接觸和應用MOS管MOS-IC的同事，對靜電放電對器件的破壞性影響都有了深刻的體驗。
3、 IGBT——MOS閾值電壓漂移——一種可能隱藏的失效模式
MOS管的閾值電壓Vth的方程式：
式中，VSS=表面態(tài)閾值電壓，Vhh =本征閾值電壓，常數(shù)
，
(費米勢)，N=硅襯底雜質(zhì)濃度。
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圖2是柵電壓VG和柵電容CO的C—V曲線，曲線上的箭頭表時掃描方向。
由圖2可見。C—V曲線是一條遲滯回路，該回路包絡的面積等于表面態(tài)電荷，QSS是由Si—SiO2界面缺陷和正電荷離子引起的。而且，Si—SiO2界面的QSS始終是正的。即VSS總是向VITH正向移動。這就決定了溝增強型MOS管和P溝數(shù)字集成電路容易實現(xiàn)。
為了減小QSS和防止SiO2——Si界面電荷交換與移動，引起閾值電壓漂移，采取了許多措施：
（1） 將<111>硅襯底換為<100>硅襯底，減小硅表面的非飽和鍵；
（2） 制備工藝中使用的石英器皿，氣體和化學試劑均提升純度級別，盡量減小Na離子的污染含量；
（3） 研發(fā)新的絕緣柵介質(zhì)系列：
·Si3N4——Si，Si3N4——SiO2——Si；
·Al2O3——Si，Al2O3——SiO2——Si。
以上措施，對低壓微功耗的微電子的應用，已證明MOS與MOSIC是可靠的。但是對于電力電子應用的場合：高電壓，大電流和工作溫度范圍較寬。特別是，靜電放電電壓接近柵極擊穿電壓而又未穿柵極時，例如上文所示接近100V時，仍有隱憂：
（1） 較高柵電壓下，閾值電壓漂移
較大，圖3示出P溝硅柵MOS在高柵電壓下的。由圖3可見，柵電壓VG=40V時，=4V。
（2） PT—IGBT在高溫柵偏壓下閾值電壓漂移。圖4給出PT—IGBT（IRG4BC20F）在（1）柵已射極Gge=20V，Vce=OV（HTGB）和（2）Vge=0V，Vce=0.8V(HTRB)在140℃，經(jīng)過1200小時的應力試驗結果。由圖4中的HTGB曲線可見，柵偏置試驗開始后100小時內(nèi)，時線性增加，隨后趨于穩(wěn)定。
（3） 電可擦只讀存貯器（electrically erasable read-only memory，簡稱EEROM）的存貯單元是氮化硅（Si3N4）—二氧化硅(SiO2)構成的雙層絕緣柵的MOS管，它利用柵極注入電荷來改變ROM存貯單元的狀態(tài)。
（4） MOS是一種單極，多數(shù)載流子器件，按半導體器件理論，它的抗輻射，主要是抗γ射線的能力應該比雙極、少數(shù)載流子器件強，但是，實際情況剛相反。這說明MOS的絕緣柵結構在輻射場下有較大的損傷和電荷交換。
（5） 以上4種情況說明，MOS閾值電壓漂移在電力電子的應用條件，即高電壓（接近柵擊穿電壓）、大電流和高溫（接近pn結臨界溫度150℃）時，是一種導致器件和電路失效的潛在參數(shù)，似乎仍需系統(tǒng)考察和修訂老化條件。所以，將稱作是一種可能隱藏的失效模式。
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4、 IGBT壽命期限內(nèi)，有限次數(shù)短路脈沖沖擊的累積損傷失效
在壽命期限內(nèi)，IGBT會遇到在短路、雪崩等惡劣條件下工作，它能承受短路脈沖沖擊的次數(shù)是有限的，并和相關條件有關。
4.1非穿通型（NPT）IGBT的魯棒性
NPT—IGBT的魯棒性見圖5，被測器件是SGW15N120。在540V 125℃時測試。X軸是耗散的能量。Y軸是器件直至損壞的短路周期次數(shù)。
由圖5可見，在給定條件下，器件有一個臨界能量： EC=V·I·TSC=1.95J（焦耳）
式中，TSC是短路持續(xù)時間，
當E>EC時，第一次短路就使器件失效。
當E<EC時，大約要經(jīng)歷104次短路以上，器件會因周期性的能量累積退化使它失效。
當E=EC時，器件失效模式不明確。當能量等于或稍等于EC時，器件關斷后，器件的拖尾電流，經(jīng)過一段延遲時間td f ，將導致熱擊穿。這段延緩性失效時間為微秒級。
圖6給出不同短路續(xù)時間TSC，IGBT測量的短路電流波形。
由圖6可以看出：
（1） 緊隨器件關斷后，初始拖尾電流電平（lio）直至失效的延遲時間是由能量決定的，或者說由器件關斷后的溫度決定的。能量越大，拖尾電流電平也越高，失效的延遲時間則越短。例如，圖中給出的最大能量是Tsc=60us，這時，Tds趨向一個極小值。
（2） 當Tsc=33us時，屬于E<EC狀態(tài)，不發(fā)生延遲失效。當Tsc=35us，Tds=25us，開始出現(xiàn)熱擊穿。
4.2管殼溫度的影響
管殼溫度對臨界能量EC的影響最大，管殼溫度升高，EC就下降，測量SGW15N60的結果是：
溫度：25℃—>125℃； EC：0.81J—>0.62J
4.3集電極電壓的影響
集電極電壓升高，EC就下降：
VC：250V—>540V；EC：2.12J—>1.95J
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4.4穿通型（PI）IGBT
PT—IGBT的短路失效特性和NPT—IGBT類似，但是，臨界能理值EC比NPT—IGBT低。例如：在125℃，短路電壓Vsc=400V時：
600V PT—IGBT（IRGP20u）：EC=0.37J
600V NPT—IGBT(SGW15N60)：EC=0.62J
4.5結果
（1）每次短路周期耗散的能量E小于由被測電路電壓Vce、短路持續(xù)時間Tsc和管殼溫度決定的臨界能量Ec時，IGBT可以連續(xù)承受104次以上短路沖擊才失效。
（2）在可比的條件下，當E>EC時，一次短路就失效。
（3）NPT—IGBT比PT—IGBT能承受較大的能量沖擊。
5、靜電放電保護用高壓NPN管的硅熔融
在失效的硅器件表面，常常觀察到硅熔融，而導致硅熔融的原因卻不只一個。例如：器件短路和開關時的瞬間大電流，正向工作區(qū)域或熱工作區(qū)出現(xiàn)二次擊穿損傷等到。因此要對靜電敏感的器件和電路的輸入/輸出（I/O）端增設靜電放電（ESD）保護裝置。而ESD保護裝置的器件的硅熔融，也是使被保護的器件和電路失效的原因之一。在本文引言中曾提到汽車應用的器件，其中原因失效要退貨的數(shù)量中，有30%的失效與ESD有關。由于I/O端的規(guī)范不同，需要及時對器件和電路進行再設計。同時，為了減少試驗成本，提高可靠性，需要采用計算機輔助設計技術（TCAD）。
圖7是晶體管的正向擊穿特性，圖7中的VT·是器件的損傷點，其定義有以下三種設定：
（1） 器件的漏泄電流大于某一臨界值即定為器件失效。但它忽略了硅熔融和氧化層的擊穿；
（2） 器件出現(xiàn)強烈電壓崩潰的二次擊穿時定為器件失效，但有時器件達到大電流范圍也不出現(xiàn)二次擊穿。
（3） 當器件的載流子碰撞電離Gi等于肖克萊—里德—霍爾（Shockley—Read—Hall）復合率，同時，總電流隨電壓反向增加時定為器件失效。
為了驗證第（3）種假設，予測二次擊穿管點，用0.35um特征尺寸的功率集成電路工藝設計了ESD防護用的標準高壓NPN管，并將基極—發(fā)射極接地。
圖8是NPN管測量的和用（2）假定來模擬的I-V特性。由圖8可見，測量的損傷電流IT2=1.5A,而模擬值是1..8A，有較大誤差。
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圖9是用（3）假設外推的結果。其模擬值是1.52A，相當一致。
圖10是1A電流應力下，模擬顯示該器件有兩個熱點。一個在收集極觸點下，損傷電流IT2=1.52A；另一個熱點在發(fā)射極之下，用外推法算出的損傷電流遠大于2A。所以，首先出現(xiàn)導致失效的硅熔融點應在收集極。
圖11是該器件失效照片。證明此結果。
本案例說明：（1）ESD防護器件的失效也是實際器件和電路失效的一種模式。（2）防護用的NPN管的損傷點可以用TCAD獲得。
