【導讀】工業(yè)測量和控制系統(tǒng)通常需要在高噪聲環(huán)境中與傳感器對接。由于傳感器通常產(chǎn)生的電氣信號極為微弱，將其輸出信號從噪聲中提取出來是一項有難度的工作。利用信號調(diào)理技術(如放大和濾波)有助于提取信號，因為這些技術可提升系統(tǒng)的靈敏度。然后可對信號進行縮放與轉換，以便充分利用高性能ADC。
本應用筆記介紹一款通用精密信號調(diào)理前端，可填補傳感器和高分辨率ADC之間的空白。本文將對電路進行分析，以便了解其噪聲貢獻、環(huán)境噪聲抑制以及執(zhí)行高靈敏度測量的能力。
精密信號調(diào)理電路描述
精密信號調(diào)理電路主要由3級組成：放大級、濾波級和ADC驅(qū)動級。這些組件為電路提供靈活性。
放大在第一級中通過差分前端實現(xiàn)。首選差分輸入，因為其本身具備了噪聲抑制特性，而環(huán)境噪聲通常表現(xiàn)為共模信號(例如，電源線噪聲和接地環(huán)路)。第一級提供更寬的輸入范圍、可調(diào)增益以及隨增益而增加的高共模抑制比(CMRR)。第二級使用了一個濾波器；ADC驅(qū)動在最后一級中實現(xiàn)。最后一級實現(xiàn)單端至差分的轉換，以及輸出信號的轉換與縮放，并將結果輸入ADC。
精密信號調(diào)理電路的各級
精密信號調(diào)理電路的原理圖如圖1所示。該圖第一部分顯示采用低噪聲儀表放大器AD8421實現(xiàn)的放大功能，其輸入電壓噪聲密度為3 nV/√Hz。使用單位增益時，該放大器可讓系統(tǒng)具有94 dB以上的共模抑制能力。使用單個電阻即可設置不同的增益值。由于這款器件采用專利的引腳排列以及經(jīng)過仔細設計的架構，同時由于CMRR隨增益增加而增加，因此當增益為1000時，共模抑制能力將保證高于140 dB。前端電路的輸入端還包含一個RFI濾波器，防止高頻噪聲破壞測量結果。
圖1. 精密信號調(diào)理電路原理圖
為了限制噪聲帶寬并避免混疊，采用低噪聲JFET運算放大器AD8510進行濾波，其電壓噪聲密度為8 nV/√Hz。圖1的中央部分顯示該器件配置為2極點Sallen-Key濾波器，轉折頻率為460 Hz。該濾波器僅允許目標頻率通過，從而防止ADC對混疊頻率進行采樣。來自AD8421的信號進入由兩個20 kΩ電阻組成的電阻分壓器，以便該信號能縮放至ADC的輸入(采用2.5 V基準電壓源)。使用此分壓器以及配置為單位增益的放大器，則濾波器級的總增益為0.5。
AD8475是一款差分ADC驅(qū)動器，配置為增益0.4，如圖1中的最右邊所示。它可執(zhí)行單端至差分的轉換，同時提供VOCM引腳，允許用戶將輸出信號轉換為對ADC而言的最佳電平。本電路中，輸出共模電平是用于ADC的一半基準電壓。這樣可以確保輸入ADC的信號具有最大的動態(tài)范圍?？紤]到上一級的增益，則信號調(diào)理電路的輸出增益為0.2。在此衰減系數(shù)下，當ADC使用2.5 V基準電壓時，可獲得±10 V可用輸入范圍。
圖2. 精密信號調(diào)理電路板
放大器噪聲考慮因素
實際中，估算任何調(diào)理電路的預期噪聲貢獻可讓用戶計算系統(tǒng)的有效分辨率。注意，信號調(diào)理電路自身的有源器件也會對電路貢獻某種形式的噪聲。
例如，圖3顯示了AD8421折合到輸入端的電壓噪聲密度圖。
圖3. AD8421的電壓噪聲密度
放大器噪聲通常由1/f噪聲和寬帶噪聲組成。隨著頻率的下降，1/f噪聲表現(xiàn)為頻譜密度的上升。此噪聲通常對低頻產(chǎn)生影響。低轉折頻率的放大器在接近直流的應用中噪聲極低。相反，寬帶噪聲在其余頻段內(nèi)的頻譜密度不變。計算應用中的總噪聲貢獻時，必須考慮工作帶寬。對于AD8421而言，其轉折頻率為10 Hz。
從圖3中可以看出，噪聲還受增益的影響。儀表放大器的輸入和輸出中都存在噪聲分量。增益增加時，輸出噪聲分量以增益為系數(shù)縮小，使折合到輸入的總噪聲降低。
其他因素導致的噪聲分量各自不相關。因此，電路的輸出噪聲可通過計算其平方和的平方根(稱為RSS)求得(更多信息可參考技術文章MS-2066：傳感器電路的低噪聲信號調(diào)理)。
由于對電路的直流性能進行評估，因此來自放大器的噪聲貢獻主要受1/f噪聲影響。ADC還可消除寬帶噪聲，因此不計入計算中。根據(jù)0.1 Hz至10 Hz噪聲規(guī)格，對于每個放大器而言，折合到輸出(RTO)的噪聲增量見表1。本節(jié)中的所有分析均假定AD8421的增益狀態(tài)為1。
表1. ADC驅(qū)動器精密信號調(diào)理電路的總預期噪聲
然后，便可求解精密信號調(diào)理電路的預期總RSS噪聲。
將信號調(diào)理電路與低噪聲模數(shù)轉換器對接可測量此噪聲。AD7195是一款24位Σ-Δ型ADC，集成內(nèi)部PGA。通過表征2.5 V基準電壓下的ADC，可以觀察到10 Hz輸出數(shù)據(jù)速率(ODR)以及±19.5 mV輸入電壓范圍下的噪聲分布為63 nV p-p(內(nèi)部PGA增益設為128)。由于該數(shù)值比計算得到的2.7 μV p-p前端噪聲幅度低兩個數(shù)量級，此噪聲貢獻可以忽略不計。
這一假設同樣適用于實際設置中精密信號調(diào)理電路的噪聲驗證。
圖4顯示單芯片評估板上信號調(diào)理電路與AD7195的對接。為了測量系統(tǒng)噪聲，將輸入短路至地。由于噪聲是隨機噪聲，因此測量其峰峰值和均方根值；后者等于高斯分布的標準差。評估板軟件可收集這些測量的結果。
圖4. 噪聲評估設置
噪聲測量結果如圖5所示。圖中，ADC的內(nèi)部PGA增益設為128，ODR為10 Hz。圖中可以觀察到2.6 μV p-p的噪聲測量結果與2.7 μV p-p的計算值相關?？紤]到估算數(shù)值時使用的是典型規(guī)格數(shù)據(jù)，因此可以預期獲得這樣的性能。
圖5. 10 Hz ODR時的噪聲結果(內(nèi)部PGA增益設為128)
總系統(tǒng)性能
系統(tǒng)靈敏度和有效分辨率由電路的內(nèi)部噪聲決定。使用精密信號調(diào)理電路驅(qū)動AD7195時，噪聲計算可用來預測系統(tǒng)性能。由于目標頻段為0.1 Hz至10 Hz，因此需注意若要使計算得到的噪聲值有效，采集時間應當為10秒。
可測量極微弱信號的系統(tǒng)也應當能在有較大干擾信號的情況下這樣做，結果才有效。共模抑制可作為衡量這種能力的品質(zhì)因數(shù)，并且主要由電路前端部分決定。
靈敏度
噪聲分析可用來確定系統(tǒng)的靈敏度。若在內(nèi)部PGA增益為1的情況下使用，則ADC噪聲會影響系統(tǒng)噪聲。預期噪聲值如表2所示。
表2. 不同采樣速率下的預期噪聲
以10 Hz ODR為例，使用相應的配置，在實際設置中測量噪聲。如圖6所示，3.0 μV p-p讀數(shù)與計算值相關。
圖6. 10 Hz ODR時的噪聲結果(內(nèi)部PGA增益設為1)
采用10 Hz ODR時獲得的數(shù)據(jù)，可以將最大計算噪聲值折合到系統(tǒng)的輸入端，以得到其大致的靈敏度，即系統(tǒng)所能檢測的最小電壓變化。由表2可知：
然后，就可以預測系統(tǒng)將能正確解析其輸入端的15 μV電壓變化。由于在增益1下使用AD8421，此結果適用于±12.5 V輸入范圍。
顯然，執(zhí)行這些步驟后，靈敏度隨著增益的增加而增加?？紤]AD8421配置為增益100的情況。在該增益下，輸入范圍為±125 mV，信號調(diào)理電路的總增益為20。增益為100時的AD8421峰峰值噪聲為70 nV p-p。將此數(shù)據(jù)用于信號調(diào)理電路的噪聲計算中，則有：
將來自ADC的1.2 μV p-p峰峰值噪聲納入計算中，則總預期系統(tǒng)噪聲為3.2 μV p-p。
現(xiàn)在可以計算系統(tǒng)靈敏度了：
輸入范圍為±125 mV時，系統(tǒng)靈敏度為160 nV p-p。它演示了系統(tǒng)增益的增加如何使靈敏度增加。
無噪聲分辨率
下列公式可以確定采用AD7195所能達到的無噪聲分辨率：
由于ADC使用了雙極性輸入，因此滿量程范圍為基準電壓的兩倍。將上式代入前面的公式可得：
無噪聲分辨率也可表示為有效位數(shù)(ENOB)，當AD8421配置為單位增益時，ENOB為20.7位。當配置為增益100時，分辨率幾乎不變，為20.6位。
不同的采樣速率和增益下的分析方法相同，采用該方法同樣可獲得系統(tǒng)性能的估計值。這些測量結果可讓人們了解該電路在所需應用中的性能。
共模抑制
有關靈敏度和分辨率的討論可以用來表示系統(tǒng)針對內(nèi)部噪聲的性能。共模抑制適合用作系統(tǒng)針對外部噪聲的性能品質(zhì)因數(shù)。
與電路的前端部分相同，電路的共模抑制主要由AD8421確定。CMRR表示差分增益與共模增益之比。它還可以通過數(shù)學方式表示為：
其中：
Adi 表示差分增益。
VCM表示放大器輸入端的共模電壓。
VOUT表示共模電壓對輸出電壓的貢獻。
假設不需要的共模電壓在兩個輸入端均含有10 V p-p信號，并且增益為1時，AD8421的最小CMRR為94 dB。利用這些數(shù)據(jù)便可求解AD7195輸入端的環(huán)境噪聲貢獻。
可以觀察到200 μV p-p輸出電壓，這是由于AD8421輸出端的共模噪聲造成的。電路的衰減功能使其下降至40 μV p-p(AD7195的輸入端)。
將其與增益配置為100的AD8421進行比較，則參數(shù)相同的情況下，ADC輸入端的共模噪聲依然處于40 μV p-p的水平，但靈敏度更高。它演示了增益和CMRR的增加如何有助于提升相對外部噪聲的靈敏度。
此共模噪聲是電源線上最常見的噪聲源，而經(jīng)過前端CMRR大幅抑制后可進一步通過AD7195的串模抑制比(NMRR)加以衰減。這是因為其數(shù)字陷波濾波器可配置為線路頻率等于50 Hz和60 Hz時下降。使用AD7195的Sinc4濾波器和10 Hz ODR，可以保證具有高于100 dB的NMRR。40 μV p-p共模噪聲貢獻將被衰減至1 nV以下，從而電路有效抑制了線路噪聲。
結論
精密信號調(diào)理電路可讓用戶高效提取目標信號，哪怕信號位于高噪聲環(huán)境中。性能參數(shù)(如靈敏度、有效分辨率和穩(wěn)定的環(huán)境噪聲抵抗力)可以通過考慮內(nèi)部噪聲和共模抑制估算。這些指標最終決定系統(tǒng)的性能，并協(xié)助用戶設計工業(yè)應用。在接口處使用不同的模數(shù)轉換器還可進一步優(yōu)化系統(tǒng)。
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