目前，功率因數(shù)校正一直在朝著效率高﹑結構簡單﹑控制容易實現(xiàn)﹑減小EMI等方向發(fā)展，所以無橋Boost PFC電路作為一種提高效率的有效方式越來越受到人們的關注。

 

無橋Boost PFC電路省略了傳統(tǒng)Boost PFC電路的整流橋，在任一時刻都比傳統(tǒng)Boost PFC電路少導通一個二極管，所以降低了導通損耗，效率得到很大提高，本文就常見的幾種無橋Boost PFC電路進行了對比分析，并且對兩種比較有代表性的無橋電路進行了實驗驗證和EMI測試分析。

 

 

電磁干擾（EMI）可分為傳導干擾和輻射干擾兩種，當開關變換器電路的諧波電平在高頻段（頻率范圍30 MHz以上）時，表現(xiàn)為輻射干擾，而當開關變換器電路的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30 MHz）表現(xiàn)為傳導干擾，所以開關變換器電路中主要是傳導干擾。傳導干擾電流按照其流動路徑可以分為兩類：一類是差模干擾電流，另一類是共模干擾電流。

 

以圖1所示的Boost電路為例對開關變換器電路的EMI進行分析，該電路整流時產(chǎn)生的脈動電流給電路系統(tǒng)引入了大量的諧波，雖然在整流輸出側有一個電解電容C能濾除一些諧波，但是由于電解電容有較大的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻，所以電解電容不可能完全吸收這些諧波電流，有相當一部分諧波電流要與電解電容的等效串聯(lián)電感和等效串聯(lián)電阻相互作用，形成差模電流Idm返回交流電源側，差模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的實線所示。開關管的高頻通斷產(chǎn)生很高的dv/dt，它與功率管和散熱器之間的寄生電容Cp相互作用形成共模電流Icm，此共模電流通過散熱器到達地，地線的共模電流又通過寄生電容Cg1和Cg2耦合到交流側的相線和中線，從而形成共模電流回路，共模電流的傳播路徑如圖1中帶箭頭的虛線所示。

 

　　

 

在主電路參數(shù)完全相同的情況下，各種常見無橋Boost PFC電路中形成的差模電流是相同的。而不同的是因開關管的位置以及二極管加入等原因造成的共模電流。所以本文主要分析的的是各種電路結構中共模干擾的情況，各點的寄生電容大小以各點到輸入側零線之間的電位變化大小和頻率變化快慢來代替分析。

 

 

最基本的無橋PFC主電路結構如圖2所示，由兩個快恢復二極管（D1、D2）、兩個開關管（S1、S2）電感（L1、L2）等組成。開關管S1和S2的驅動信號相同，兩管同時導通和關斷。對于工頻交流輸入的正負半周期而言，無橋Boost PFC電路可以等效為兩個電源電壓相反的Boost PFC電路的組合，一組為由電感L1和L2，開關管S1，D1及開關管S2的體二極管組成，它的導通模態(tài)如圖3a所示；另一組為由電感L1和L2，開關管S2，D2及開關管S1的體二極管組成，它的導通模態(tài)如圖3b所示。從圖3可以看出它在任一時刻只有兩個半導體器件導通，比傳統(tǒng)帶整流橋的PFC電路少導通一個二極管，因此降低了導通損耗，效率得到提高。但是它的缺點是電感電流采樣困難，由圖3可知，本電路結構不能在一條回路上得到極性一致的電流采樣，所以需要構建復雜的電感電流檢測電路［4］。另外，此電路的最大問題是共模干擾大，對圖2中的各點與輸入零線之間電位進行分析可得出圖4所示的波形，其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。從圖4中可以看出母線U-側﹑A點﹑B點與電源的側之間電位隨開關頻率而浮動［5］，所以會在以上各點與輸入電源地之間出現(xiàn)大的寄生電容，共模干擾比較嚴重，EMI問題較為突出。

 

　　

 

　　

　　

因為EMI較大等問題，在圖2的基礎上不斷提出了新的無橋Boost PFC電路結構，它們均在保持導通損耗低﹑效率高的優(yōu)點的同時在電感電流采樣﹑EMI抑制等方面有了改進。

 

圖5就是在圖2基礎上提出的新的無橋結構，其中D1和D2為快恢復二極管。它的導通路徑與圖2相似，在任一時刻只有兩個半導體器件導通，但它新增加了兩個普通二極管D3和D4，在輸入電源正半周期，電源N側與母線U-側經(jīng)過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側與母線U-側經(jīng)過二極管D3直接連接，改善了圖2結構中VU-—N隨開關頻率有很大波動的情況。圖6是圖5的另一種表示方式，其電路結構完全相同。對圖6中的各點與電源N側之間電位進行分析可得出圖7所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出只有A點與電源N側之間電位隨開關頻率有波動，因此共模干擾可以大大減小。但它們的缺點是兩個開關管的柵極電位不同，所以必須隔離驅動，在驅動電路設計上稍顯復雜。而且電感電流采樣方面與圖2一樣需要復雜的檢測電路。

 

　

 

　

 

　

 

圖8是在圖2基礎上的一種改進電路［6］，S1和S2采用不帶體二極管的IGBT，D3代替S1體二極管，D4代替S2體二極管，并且把二極管陰極連接到電感之前，它的導通路徑與圖2基本一致，區(qū)別在于每個正負周期內(nèi)電流只流過一個電感，在圖2中電流流過體二極管時，在本結構中流過的是D3或者D4。這樣做的好處是只要在D3與D4和S1與S2之間加一采樣電阻可以方便進行電感電流采樣，可大大減化電感電流檢測電路。

 

本結構把D3和D4的陰極連接到電感之前，不僅使電感電流采樣變的簡單，而且也使EMI大大減小，分析本電路可知，在輸入電源正半周期，電源N側與母線U-側經(jīng)過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源L側與母線U-側經(jīng)過二極管D3直接連接，改善了圖2結構中VU-—N隨開關頻率有很大波動的情況。對圖8中的各點與電源N側之間電位進行分析可得出圖9所示的波形。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出共模干擾可以大大減小。但缺點是它在每半個周期都只流通一個電感，電感量增大，電感利用率不高。

 

　　

 

　

 

圖10為另一種比較少用的無橋結構。它與圖8導通路徑大致相同，在輸入電壓正半周期流通電感L1，負半周期流通電感L2，同樣有電感量大等缺點。區(qū)別是D3和D4直接與輸入電源N側相連，使得在輸入電壓正半周期，電源N側與母線U-側經(jīng)過二極管D4直接連接，在輸入電源負半周期，電源N側與母線U+側經(jīng)過二極管D3直接連接，使EMI干擾小，可以從圖11中得到驗證。圖11是對圖10中的各點與輸入零線之間電位進行分析。其中Vbus為輸出直流母線電壓，Vline為瞬時輸入電壓。相比圖4可以看出共模干擾可以大大減小。但缺點與圖5電路結構一樣，電感電流采樣復雜，兩個開關管驅動需要隔離，需要構建復雜的驅動電路。

 

　　

 

　

 

圖12是在圖2基礎上的一種演變，也稱之為圖騰式無橋結構，它的導通路徑與圖2一致，它的電路結構與圖10相似，都使輸入電源N側經(jīng)過D1和D2 與母線U-側或母線U+側直接相連，從圖13可以看出共模干擾比圖4要小很多。而且與圖10電路相比優(yōu)點是所用器件少，在EMI干擾基本相同的情況下，比圖10結構少用了兩個二極管，可降低成本。但此電路結構一般使用在斷續(xù)模式（DCM）和臨界導通模式（CRM）下，對其結構進行分析可知，兩只開關管的體二極管起到了與傳統(tǒng)Boost PFC中快恢復二極管相似的作用。但是開關管體二極管的反向恢復時間目前最快也只能達到100 ns，相比于快恢復二極管的幾十甚至十幾納秒（ns），差距十分明顯。因此，假如此電路用于連續(xù)電流模式，其反向恢復損耗將會非常嚴重，效率的提高也必然有限。而假如工作于臨界電流模式下，由于沒有反向恢復問題，則能發(fā)揮該拓撲的最大優(yōu)勢。在電感電流檢測上，本結構與圖2一樣采樣電路比較復雜。而且此電路中要求兩個開關管分別驅動，并且需要判斷正負周期，還要搭建過零點檢測電路。另外，兩個開關管柵極電位不同，必須隔離驅動，所以驅動電路也比較復雜。

 

　　

 

 

本文分別以圖2和圖8為主電路結構設計了試驗樣機，兩主電路的各項參數(shù)相同，PCB布線相似，控制芯片都采用IR1150，原理圖分別如圖14和圖15所示。對兩種電路在220 V輸入1 000 W輸出的條件下進行了EMI測試。圖16為圖14的EMI測試圖，從圖中可以看出在中頻段很大區(qū)間內(nèi)，所設計電路的EMI超過Class C峰值標準。

 

　

 

　　

 

　

 

圖17為圖15的EMI測試圖，從圖中可以看出采用這種主電路結構時，其EMI測試波形在大部分頻段內(nèi)都低于EMI測試標準，只在高頻段一小區(qū)間內(nèi)超標，通過合理設計EMI濾波器可以解決這個問題。因此本電路結構對EMI抑制有良好效果。

 

　

 

 

文就常見的幾種無橋Boost PFC電路的導通路徑﹑EMI干擾等進行了對比分析，并以兩種比較有特色的無橋Boost PFC拓撲結構為主電路設計了實驗樣機，對兩種電路的EMI進行了實際測量?？偨Y出了一種導通損耗低、EMI干擾小的拓撲結構。