【導(dǎo)讀】在電源芯片的數(shù)字控制方法中，經(jīng)常引入延遲環(huán)節(jié)。在引入延遲環(huán)節(jié)后，分析電路響應(yīng)的方法特別是定量計(jì)算會(huì)變得比較復(fù)雜。本文通過對(duì)一種有延遲環(huán)節(jié)的burst控制方法的分析，提出一種可用于工程實(shí)踐的方法，那就是通過電路分析，用在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應(yīng)仿真的方法得到參數(shù)調(diào)試方向。

摘要

在電源芯片的數(shù)字控制方法中，經(jīng)常引入延遲環(huán)節(jié)。在引入延遲環(huán)節(jié)后，分析電路響應(yīng)的方法特別是定量計(jì)算會(huì)變得比較復(fù)雜。本文通過對(duì)一種有延遲環(huán)節(jié)的burst控制方法的分析，提出一種可用于工程實(shí)踐的方法，那就是通過電路分析，用在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應(yīng)仿真的方法得到參數(shù)調(diào)試方向。

1. 引言

在現(xiàn)代電源芯片設(shè)計(jì)中，模數(shù)結(jié)合的方法已經(jīng)很常見。數(shù)字控制的方法的好處是：抗干擾能力強(qiáng); 控制精確; 靈活性好; 系統(tǒng)的兼容性好; 方便實(shí)現(xiàn)電源管理。在數(shù)字控制模式中，可以輕松引入延遲環(huán)節(jié)，讓控制更加靈活，高效。這種方法帶來的問題是，在引入延遲環(huán)節(jié)后，在電源工程設(shè)計(jì)中，最常見的用零極分布來分析電路響應(yīng)的方法不再適用。引入延遲環(huán)節(jié)后，通常傳遞函數(shù)用（G(s)=）來表示，但在真實(shí)過程中，τ 的不確定性讓分析難度加大。在工程實(shí)踐中， 仿真的辦法，是快速理解與找到解決問題的有效手段。那么如何設(shè)定仿真模型可以得到理想的結(jié)果就很重要。本文將基于對(duì)一種burst控制方法的理解，給出一種在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應(yīng)仿真的方法來獲得對(duì)這類問題的理解與工程解決方法。

2.一種有延遲環(huán)節(jié)的burst控制方法

在這種控制方法里，如圖一所示，當(dāng)芯片進(jìn)入主動(dòng)BURST 模式后，芯片停止發(fā)出驅(qū)動(dòng)脈沖，也就是圖中VCS信號(hào)沒有出現(xiàn)的區(qū)間，因?yàn)檩敵鲭妷旱南碌?，反饋?zhàn)饔玫睦娏鳎ㄒ话闶枪馀旱淖饔茫┫В酒腇B引腳上的電壓在內(nèi)部電流的作用下開始快速上升，直到VFB_BON 信號(hào)，并重新喚醒芯片發(fā)出驅(qū)動(dòng)脈沖，讓下跌中的輸出電壓回歸正常值。

上面的分析過程是一種設(shè)計(jì)想得到的理想狀態(tài)。在實(shí)際應(yīng)用中，我們會(huì)發(fā)現(xiàn)，在輸出電容較小，不合理的反饋設(shè)計(jì)下，F(xiàn)B引腳上的電壓快速上升的時(shí)間會(huì)遠(yuǎn)大于芯片理想的設(shè)計(jì)時(shí)間，輸出電壓的跌落幅度變得不可接受。理論上應(yīng)該消失的從光藕反饋過來的拉電流并不會(huì)因?yàn)檩敵鲭妷旱牡漶R上消失，這將導(dǎo)致，輸出電壓跌落過多，而且傳統(tǒng)經(jīng)典的適用于線性時(shí)不變系統(tǒng)的控制理論，無法很好的解釋與解決這個(gè)問題。

burst 控制方法如下圖

圖一：burst 控制方法

3.常見的控制電路及靜態(tài)工作點(diǎn)的分析

圖二：常見反饋電路

如圖二所示，這是一種常見的由TL431 與光藕組成反饋電路，反饋補(bǔ)償是Ⅱ類補(bǔ)償電路。輸出電壓為12V。靜態(tài)工作點(diǎn)主要是確定兩個(gè)反饋電容在穩(wěn)態(tài)時(shí)的電壓值。

首先定義光藕的工作狀態(tài)：  CTR :50%;  VF: 1.45V

定義光藕的工作電流：IF: 0.33mA （備注：此電流由芯片工作狀態(tài)決定）

定義TL431參考腳電壓： Vref: 2.5V

定義輸出電壓：Vout=12V

反饋補(bǔ)償?shù)碾娙荩–1,C2）上的電壓為： Vout-VF-(IF*R5)-Vref

得到反饋補(bǔ)償?shù)碾娙荩–1,C2）上的電壓為： 12V-1.45V-(0.33mA x1k)-2.5V ≈ 8V

由此得到在12V穩(wěn)態(tài)下，C1,C2上的電壓為8V

4.仿真建立方法與等效仿真模型

實(shí)際工程樣機(jī)為一臺(tái)60W,12V/5A的電源，控制芯片的burst 控制方法如前圖一所示

1.假定設(shè)計(jì)目標(biāo)為進(jìn)入burst態(tài)，重新發(fā)出驅(qū)動(dòng)時(shí)，12V 輸出電壓的跌落小于0.5V，以此設(shè)定仿真的電壓源，如圖所示，12V 的輸出，電壓源取11.5V

2.反饋網(wǎng)絡(luò)取值等同于實(shí)際電路取值

3.用二極管取代光藕，去光藕的CTR 動(dòng)態(tài)

4.用流經(jīng)二極管的電流等效芯片反饋（FB）電壓的變化速率

5.設(shè)定反饋電容的初始電壓為系統(tǒng)輸出電壓為12V 穩(wěn)態(tài)時(shí)的初始電壓（如圖為8V）

6.選定SIMETRIX為仿真工具，分析模型選擇瞬態(tài)分析。

建立的仿真電路如下圖三所示。

圖三：仿真電路

這種仿真分析方法的目的是用來幫助理解電路的工作與工程實(shí)踐中的元件參數(shù)的調(diào)試方向。很明顯，流經(jīng)此二極管的電流會(huì)影響電源控制芯片反饋（FB） 腳上電壓的上升，控制的目標(biāo)就是，讓這一路電流盡快掉到最小，以得到反饋（FB）電壓的上升。

仿真結(jié)果如下:

電路的初始參數(shù)如圖三所示

選取不同的反饋電阻值,如圖三中的R2（3k-100k），對(duì)流經(jīng)光藕的電流IPROB2分析，得到圖四，圖五，不同反饋補(bǔ)償電阻值下的光藕電流隨時(shí)間變化規(guī)律。

圖四：不同反饋補(bǔ)償電阻值下的光藕電流隨時(shí)間變化規(guī)律

圖五：不同反饋補(bǔ)償電阻值下的光藕電流隨時(shí)間變化規(guī)律（放大版）

選取不同的反饋電容值，圖三中的C1(10nF-1uF) ，對(duì)流經(jīng)光藕的電流IPROB2分析，得到圖六。

圖六：不同反饋補(bǔ)償電容（C1）值下的光藕電流隨時(shí)間變化規(guī)律

選取不同的反饋電容值，圖三中的C2(1nF-100nF)，對(duì)流經(jīng)光藕的電流IPROB2分析，得到圖七。

圖七：不同反饋補(bǔ)償電容（C2）值下的光藕電流隨時(shí)間變化規(guī)律

5.仿真結(jié)果分析

從仿真的結(jié)果看，環(huán)路補(bǔ)償?shù)娜齻€(gè)參數(shù)對(duì)流過光藕的電流，即同比于FB上升（延時(shí)）到重新開啟輸出驅(qū)動(dòng)的時(shí)間，影響很不相同。電阻R2的選擇影響很大，超過一定值后，開始收斂，影響開始變化不大。選好較大值的R2 后，與之串聯(lián)的C1，對(duì)結(jié)果影響很小。而極點(diǎn)電容C2 ，值選的越大，結(jié)果越差。

從理論分析來看，如圖三所示，當(dāng)電源主控芯片停止發(fā)驅(qū)動(dòng)， 輸出下跌后，TL431的參考電壓低于TL431的基準(zhǔn)電壓2.5V,TL431的陰極電壓就會(huì)上升，這個(gè)上升的電壓會(huì)通過反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)R1，C1，C2補(bǔ)償TL431的基準(zhǔn)電壓，如果基準(zhǔn)電壓被重新抬升到2.5V，TL431會(huì)重新導(dǎo)通，產(chǎn)生拉電流，這個(gè)電流會(huì)有部分流過光藕，影響了流過光藕的電流收斂速度，并與陰極上升的電壓建立一定程度的動(dòng)態(tài)平衡。這與仿真的結(jié)果是一致的。

6.實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

在實(shí)際應(yīng)用中，C2的值一般都比較小，主要考慮R2 ，C1的影響，為此實(shí)驗(yàn)選擇了一臺(tái)60W，輸出12V/5A 的電源，按照?qǐng)D三的反饋網(wǎng)絡(luò)，選取不同參數(shù)，測(cè)試FB引腳上的電壓快速上升的時(shí)間(TR)，來驗(yàn)證仿真結(jié)果。實(shí)際測(cè)試中，為了得到系統(tǒng)進(jìn)出Burst的條件，負(fù)載設(shè)為動(dòng)態(tài)，從1A到0.3A動(dòng)態(tài)變化。波形八到十三的圖中，曲線C1為實(shí)測(cè)的FB 引腳上的電壓波形，曲線C2為芯片的驅(qū)動(dòng)波形。

1）選取參數(shù)如下：首先定義電容C2的值為1nF，定義電容C1 的值為100nF，選取不同的電阻R2 的值: 3K，9.1K，20K，75K。(結(jié)果見圖八，圖九，圖十, 圖十一）

2）選取參數(shù)如下：首先定義電容C2的值為1nF, 定義R2 的值為75K，選取不同的C1 的值:  1uF，10nF. (結(jié)果見圖十二，十三)

實(shí)際測(cè)試結(jié)果如下表一和表二

表一： 上升時(shí)間隨R2 變化表

表二： 上升時(shí)間隨C1的變化表

圖八：3K/100nF 740Us

圖九：9.1K/100nF 582.6US

圖十：20K/100nF 427.8uS

圖十一：75k/100nF 259uS

圖十二：75K /1uF 276.6uS

圖十三：75K/10nF 250.6uS

7.結(jié)論

從實(shí)測(cè)的結(jié)果來看，反饋電壓（FB）的上升時(shí)間與仿真的結(jié)果，變化的方向完全一致。因而，這種仿真方法能在這種有延遲環(huán)節(jié)的burst控制方法中得到響應(yīng)時(shí)間的變化規(guī)律，在反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中，選擇較大的反饋電值，與較小的極點(diǎn)電容，有利于讓流過光藕的電流快速收斂至最小值。利用在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應(yīng)仿真的方法可以快速得到近似工程解。

參考文獻(xiàn)：

1.ICE5ARXXXBZS 數(shù)據(jù)表，英飛凌科技股份有限公司

2.DEMO 5GSAG 60W1演示板，英飛凌科技股份有限公司

3.Model 310， 0.01 Hz - 30 MHz Frequency Response Analyzer

4.開關(guān)電源環(huán)路中的TL431， Christophe Basso

5.Designing control loops for linear and switching power supplies, Christophe Basso

（作者: 汪月亮 英飛凌科技消費(fèi)、計(jì)算與通訊業(yè)務(wù)大中華區(qū) 高級(jí)主任工程師）

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