圖1: 60 W CCM反激式轉(zhuǎn)換器原理圖。
設(shè)計(jì)反激式轉(zhuǎn)換器時(shí)需要考慮的幾大關(guān)鍵因素
發(fā)布時(shí)間:2021-06-28 來源:John Betten 責(zé)任編輯:lina
【導(dǎo)讀】反激式轉(zhuǎn)換器有很多優(yōu)點(diǎn),例如它是成本最低的隔離式電源轉(zhuǎn)換器,可以輕松提供多個(gè)輸出電壓,它是簡(jiǎn)單的原邊控制器,可以提供高達(dá)300W的功率輸出。反激式轉(zhuǎn)換器可用于許多離線應(yīng)用,從電視到手機(jī)充電器,以及電信和工業(yè)應(yīng)用。
反激式轉(zhuǎn)換器有很多優(yōu)點(diǎn),例如它是成本最低的隔離式電源轉(zhuǎn)換器,可以輕松提供多個(gè)輸出電壓,它是簡(jiǎn)單的原邊控制器,可以提供高達(dá)300W的功率輸出。反激式轉(zhuǎn)換器可用于許多離線應(yīng)用,從電視到手機(jī)充電器,以及電信和工業(yè)應(yīng)用。但其設(shè)計(jì)選擇過多,而且基本操作令人望而生怯,尤其對(duì)那些之前沒有設(shè)計(jì)過此類轉(zhuǎn)換器的人來說更是如此。本文將以53 VDC-12V@5A連續(xù)導(dǎo)通模式 (CCM) 反激式轉(zhuǎn)換器為例,給出一些關(guān)鍵的設(shè)計(jì)考量因素。
圖1顯示了詳細(xì)的60W反激式轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)原理圖,其工作頻率為250 kHz。當(dāng) FET Q2導(dǎo)通時(shí),輸入電壓施加在變壓器的原邊繞組上。繞組中的電流逐步上升,從而將能量存儲(chǔ)在變壓器中。 由于輸出整流器 D1 為反向偏置,因此流向輸出的電流被阻斷。當(dāng) Q2關(guān)斷時(shí),原邊電流被阻斷,迫使繞組的電壓極性反轉(zhuǎn)。電流流出副邊繞組,使繞組電壓的極性反轉(zhuǎn)為正向電壓。 D1 導(dǎo)通,向輸出負(fù)載提供電流并為輸出電容器充電。
圖1: 60 W CCM反激式轉(zhuǎn)換器原理圖。
我們可以添加額外的變壓器繞組,甚至堆疊在其他繞組上面,以獲得額外的輸出。但是,增加的輸出越多,調(diào)整率就會(huì)越差,因?yàn)槔@組和磁芯(耦合)之間的磁通鏈不理想以及繞組的物理分離都會(huì)產(chǎn)生漏電感。漏電感作為與原邊和輸出繞組串聯(lián)的雜散電感,會(huì)引發(fā)與繞組串聯(lián)的意外壓降,從而事實(shí)上降低了輸出電壓調(diào)整精度。常用的經(jīng)驗(yàn)法則是,采用恰當(dāng)繞線的變壓器在交叉負(fù)載下獲得變化率在+/-5%至10%之間的非穩(wěn)壓輸出。此外,重載穩(wěn)壓輸出會(huì)由于峰值檢測(cè)泄漏電感引起的電壓尖峰而導(dǎo)致空載副邊輸出電壓大幅增加。在這種情況下,預(yù)加載或軟鉗位將有助于限制電壓。
連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)和非連續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 各有其優(yōu)點(diǎn)。根據(jù)定義,DCM 操作發(fā)生在輸出整流器電流降至0A,下一個(gè)周期開始之前。DCM 操作的優(yōu)勢(shì)包括:較低的原邊電感(通??梢詫?shí)現(xiàn)較小尺寸的電源變壓器),消除了整流器的反向恢復(fù)損耗和 FET 導(dǎo)通損耗,而且沒有右半平面零點(diǎn)。但是,與CCM相比,這些優(yōu)勢(shì)又被一些缺陷所抵消,如原邊和副邊中較高的峰值電流、增加的輸入和輸出電容、增加的電磁干擾 (EMI)以及輕載下降低的占空比。
圖2: CCM與DCM反激轉(zhuǎn)換器FET和整流器電流的比較。
圖2表明了在最小VIN下,CCM和DCM模式下的負(fù)載從最大值下降到約25%時(shí),Q2和D1中的電流變化。CCM模式下,當(dāng)輸入電壓固定且負(fù)載介于其最大和最小設(shè)計(jì)水平(約25%)之間時(shí),占空比恒定。電流“基礎(chǔ)”水平隨著負(fù)載的減少而降低,直到進(jìn)入DCM模式,此時(shí)占空比下降。在DCM模式下,最大占空比僅在VIN最小和負(fù)載最大時(shí)出現(xiàn)。占空比隨著輸入電壓的增加或負(fù)載的減少而降低。
這會(huì)導(dǎo)致高壓線路和最小負(fù)載下的占空比變小,因此請(qǐng)確保您的控制器可以在此最短導(dǎo)通時(shí)間正常運(yùn)行。在整流器電流達(dá)到 0A后,DCM 操作會(huì)給低于50%的占空比操作引入死區(qū)時(shí)間。其特征是FET漏極上的正弦電壓,它由剩余電流、寄生電容和漏電感設(shè)置,通常為良性。在此設(shè)計(jì)中,采用CCM操作是為了通過降低開關(guān)損耗和變壓器損耗來實(shí)現(xiàn)更高的效率。
該設(shè)計(jì)使用原邊參考14V偏置繞組,在12V輸出達(dá)到穩(wěn)壓后為控制器供電,與直接通過輸入供電相比,降低了損耗。另外,我選擇了兩級(jí)輸出濾波器以實(shí)現(xiàn)低紋波電壓。第一級(jí)陶瓷電容器處理來自D1脈動(dòng)電流的高RMS電流。再通過濾波器L1和C9/C10將紋波電壓降低大約10倍,同時(shí)降低C9/C10 中的RMS電流。如果可以接受較高的輸出紋波電壓,也可以取消L/C濾波器,但輸出電容器必須能夠處理全部RMS電流。
UCC3809-1和UCC3809-2 控制器專為隔離式應(yīng)用而設(shè)計(jì),可以直接與U2光耦合器連接。在非隔離式設(shè)計(jì)中,可以取掉U2和U3以及直接連接到控制器的電壓反饋電阻分壓器,例如帶有內(nèi)部誤差放大器的UCC3813-x系列。
Q2 和 D1 上的開關(guān)電壓會(huì)在變壓器繞組間和元件寄生電容中產(chǎn)生高頻共模電流。如果沒有 EMI 電容器 C12 提供返回路徑,這些電流將流入輸入和/或輸出,增加噪聲并可能導(dǎo)致操作不穩(wěn)定。
Q3/R19/C18/R17組合通過將振蕩器的電壓斜坡與 R18 的原邊電流采樣電壓相加來提供斜坡補(bǔ)償,用于實(shí)現(xiàn)電流模式控制。斜坡補(bǔ)償消除了次諧波振蕩(寬占空比脈沖后面緊跟窄脈沖的現(xiàn)象)。由于該轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)為不超過50%的占空比操作,因此我添加了斜坡補(bǔ)償以降低開關(guān)抖動(dòng)敏感性。不過要注意,過大的電壓斜率會(huì)將控制回路推向電壓控制模式并可能引起不穩(wěn)定。最后,光耦合器傳輸來自副邊的誤差信號(hào)以保持輸出電壓的穩(wěn)定。反饋 (FB) 信號(hào)包括電流斜坡、斜坡補(bǔ)償、輸出誤差信號(hào)和用于降低過流閾值的DC偏移。
圖3為Q2和D1的電壓波形,反映出一些漏電感和二極管反向恢復(fù)引起了振鈴。
圖3:通過鉗位和緩沖器限制FET和整流器振鈴(57 VIN,12V/5A)。
在要求低成本隔離式轉(zhuǎn)換器的應(yīng)用中,反激是標(biāo)準(zhǔn)拓?fù)?。本設(shè)計(jì)示例涵蓋了CCM 反激拓?fù)湓O(shè)計(jì)的基本注意事項(xiàng)。關(guān)注我們可以了解后續(xù)更詳細(xì)的功率級(jí)設(shè)計(jì)計(jì)算。
(來源:轉(zhuǎn)載自《電子工程專輯》網(wǎng)站,作者:John Betten,參考原文:Flyback converter design considerations。)
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