【導讀】互阻放大器(TIA)通常用于將傳感器(如：光電二極管)的輸出電流轉(zhuǎn)換成電壓信號，因為，有些電路或儀器只能接受電壓輸入。將一個運算放大器的輸出通過一個反饋電阻連接到反相輸入，則可得到最簡單的 TIA。
互阻放大器(TIA)通常用于將傳感器(如：光電二極管)的輸出電流轉(zhuǎn)換成電壓信號，因為，有些電路或儀器只能接受電壓輸入。將一個運算放大器的輸出通過一個反饋電阻連接到反相輸入，則可得到最簡單的 TIA。然而，即使如此簡單的 TIA 電路也需要在噪聲增益、失調(diào)電壓、帶寬和穩(wěn)定性方面進行仔細權(quán)衡。顯然，TIA 的穩(wěn)定性是確保工作正常、性能可靠的基礎(chǔ)。本應用筆記介紹了評估穩(wěn)定性的經(jīng)驗計算，并討論了如何調(diào)整相位補償反饋電容。
產(chǎn)生自激振蕩的原因
圖 1 至圖 3 所示為基本的 TIA 電路，圖 1 常用于雙電源供電系統(tǒng)；圖 2 是該電路在單電源供電系統(tǒng)中的應用，進行了少許修改，R1 和 R2 組成的電阻分壓器提供一個偏壓，在沒有光照(只有一個很小的暗電流流過光電二極管)的條件下確保運放的輸出節(jié)點電壓高于下限指標，使運算放大器輸出級工作在線性區(qū)域。該偏置電壓改善了光照較弱條件下的光信號檢測和響應速度。但是，必須將 IN+引腳的偏壓保持在一個較小數(shù)值。否則，光電二極管的反向漏電流可能降低線性度和整個溫度范圍的失調(diào)漂移。有些應用中采用圖 3 所示電路，光電二極管跨接在運算放大器的輸入端。該電路可以避免光電二極管的反向偏壓，只是需要一個額外的緩沖參考。緩沖器必須具有足夠快的響應速度，以吸收必要的光電二極管電流，這意味著放大器 A1 必須具備與放大器 A2 相同的響應速度。
圖 1. 基本的 TIA 電路(雙電源供電)
圖 2. 對圖 1 所示 TIA 電路進行修改，用于單電源供電
圖 3. 對圖 2 電路進行修改，用于單電源供電
如同任何帶反饋的運算放大器電路，上述電路也可以劃分成開環(huán)放大器、AVOL、由電阻和二極管組成的反饋網(wǎng)絡(luò)。圖 4 所示為圖 1- 圖 3 中光電二極管的等效電路。¹對于大多數(shù)光電二極管，RSERIES = 0 和 RSHUNT = 近似無限大。因此，簡化模型為理想電流源與結(jié)電容并聯(lián)，我們將利用這種簡化的光電二極管模型進行后續(xù)的穩(wěn)定性分析。
圖 4. 光電二極管等效電路：IP = 光電流；RSHUNT = 二極管結(jié)電阻；CJ = 結(jié)電容；RS = 串聯(lián)電阻
為了理解圖 1- 圖 3 電路產(chǎn)生振蕩的可能性，最好畫出開環(huán)增益的頻響曲線以及反饋系數(shù)。圖 5 所示為運算放大器的開環(huán)增益響應，增益從直流到主極點頻率保持穩(wěn)定。此后，每十倍頻程降低 20dB，直到第二個極點。利用數(shù)學公式，單極點頻響可以表示為：
其中：
AVOL = 直流開環(huán)增益
AVOL(jω) = 開環(huán)增益頻響，ω
ωPD = 主極點頻率，弧度 / 秒
利用光電二極管的簡化等效電路，反饋網(wǎng)絡(luò)只是一個反饋電阻(RF)、總輸入電容 Ci (光電二極管結(jié)電容與運算放大器輸入電容)共同構(gòu)成的單極點 RC 濾波器。反饋系數(shù)為：
因此，反饋系數(shù)的倒數(shù)是：
圖 5 為 1/β(jω)頻響曲線圖，低頻段曲線保持在穩(wěn)定的單位增益，為單位增益電阻反饋。從角頻率 fF 開始，頻響曲線以 20dB/dec 上升。
圖 5. 開環(huán)增益(AVOL(jω))、反饋系數(shù)的倒數(shù)(1/β(jω))隨頻率的變化。兩條曲線閉合的速率決定了發(fā)生振蕩 / 自激的可能性
由 Barkhausen 穩(wěn)定性定律可知，當閉環(huán) TIA 電路沒有足夠的相位裕量，使得 Aβ ≥ 1 時，可能產(chǎn)生自激。因此，頻響曲線 AVOL(jω)與 1/β(jω)曲線的交點即為發(fā)生自激的臨界點。該交點頻率的相位裕量由兩條曲線 AVOL(jω)和 1/β(jω)的接近速度確定。如果兩條頻響曲線靠近的速率是 40dB，如圖 5 所示，電路將出現(xiàn)不穩(wěn)定。也可以通過另一種直觀方式理解這一點，在較低頻率時，反饋信號的相移就達到了 180 度，使負反饋極性反轉(zhuǎn)，變成了正反饋。隨著頻率提高，進入 AVOL 的 -20dB/dec 衰減區(qū)時，運算放大器主極點增加了 90 度相移。同樣，反饋網(wǎng)絡(luò)則會引入額外的 90 度相移，從而在 Aβ = 1 處產(chǎn)生大約 180 度相移。如果相移達到 180 度，則會發(fā)生自激振蕩。如果相移接近 180 度，則會產(chǎn)生明顯的振鈴。任何情況下，都可通過相位補償電路使電路達到穩(wěn)定。
反饋電容計算
通常是在反饋電阻上并聯(lián)一個電容，提供必要的補償，保證足夠的相位裕量(圖 6)。選擇最佳的補償反饋電容非常關(guān)鍵。增加相位補償電容后，用 RF || CF 替換式 2 中的 ZF，反饋系數(shù)變?yōu)椋?/div>
比較式 2 和式 4，可以看出：電容 CF 除了修改極點外，還在反饋系數(shù)中引入一個零點。零點用于補償反饋網(wǎng)絡(luò)引入的相移，如圖 7 所示。如果反饋電容過大，過度補償相移，閉合速率降至每十倍頻程 20dB (相位裕量為 90 度)；過度的補償同時也降低了 TIA 有效帶寬，即使帶寬不會影響低頻光電二極管應用，但高頻或低占空比脈沖應用中的光電二極管電路將會受到帶寬制約。在這類應用中，需要找到反饋補償電容器的最小值，CF，從而消除振蕩并盡量降低振鈴。當然，選擇略大一些的補償電容非常有利于 TIA 電路設(shè)計，能夠提供足夠的保護帶。在確保足夠帶寬的前提下，推薦使用略大的電容進行補償。
圖 6. 利用相位補償電容 CF 提高穩(wěn)定性
圖 7. 增加相位補償電容 CF 后的相頻特性
一種比較好的補償方案是在 AVOL(jω)和 1/β(jω)曲線交點處引入 45 度的相位裕量。引入該相位裕量需要優(yōu)化選擇 CF 值，在反饋系數(shù)β(jω)位于 Aβ = 1 頻點處增加零點，如圖 7 所示。交點頻率為：
式 5 包含兩個未知數(shù)：交點頻率 fi 和反饋電容 CF。為了求出 CF，需要找到另一方程式；第二個方程式為：AVOL(jωi) = 1/β(jωi)。由此產(chǎn)生一組復雜的方程式。利用作圖方式得到 CF。²觀察圖 7，兩條曲線斜率是 20dB/dec，因此，兩條曲線與橫軸形成一個近似的等腰三角形。由此，可以求出交點頻率 fi，是其它兩個頂點的平均。由于頻響曲線為對數(shù)形式，可以得到：
這里：
其中，fGBWP = 運算放大器的單位增益帶寬，考慮到單位增益帶寬的變化，選擇 fGBWP 為運放數(shù)據(jù)手冊規(guī)定參數(shù)的 60%。
對于沒有補償?shù)倪\算放大器，假設(shè) fGBWP 等于 -20dB AVOL(jωi)與 0dB X 軸交點頻率，單位增益頻帶的 60％。
經(jīng)過代數(shù)運算，式 6 可改寫為：
式 8 所示交點頻率 fi 等于單位增益帶寬 fGBWP 與β(jω)極點頻率 fF 的幾何平均。用式 7 替代 fF，得到：
式 5 和式 9 的平方相等，得到：
由上述方程可以很容易計算出 CF 值：
計算得到的反饋電容 CF 適用于大尺寸和小尺寸光電二極管。
TIA 用于多種領(lǐng)域，例如：3D 眼鏡、光盤播放器、脈搏血氧儀、IR 遙控器、環(huán)境光傳感器、夜視設(shè)備、激光測距等。
這里，我們重點考慮一個雨量監(jiān)測器的應用，目前，中高檔汽車已經(jīng)安裝了雨量傳感器，根據(jù)降雨強度自動調(diào)節(jié)雨刷的速度。通常，光學雨量傳感器采用的是內(nèi)反射工作原理。傳感器一般安裝在司機的后視鏡上。紅外光激光器發(fā)射按照一定角度向擋風玻璃發(fā)射一束光脈沖。如果玻璃是干燥的，則大部分信號被反射到光電二極管探測器。如果玻璃已經(jīng)浸濕，部分光線被折射，傳感器接收到的反射信號較弱，將開啟雨刷器。根據(jù)雨水積聚速度設(shè)置雨刷速度。
通過檢測雨量的變化調(diào)整雨刷速度，為了抑制低頻可見光信號，雨量傳感器工作在 100Hz 以上的脈沖頻率?？砂凑障率鲆?guī)格考慮雨量傳感器的 TIA 設(shè)計：
IR 光電二極管脈沖峰值電流為：50nA 至 10µA，取決于反射光。
導通時間 = 50µs
占空比 = 5%
RF = 100kΩ
選用 BPW46 光電二級管
表 1 列出了部分低噪聲、CMOS 輸入運算放大器，非常適合不同領(lǐng)域的 TIA 應用。本設(shè)計示例中，我們選擇 MAX9636 運算放大器。MAX9636 同樣適合其它電池供電的便攜設(shè)備，具有較好的低靜態(tài)電流、低噪聲性能。對于寬帶應用，可選擇 MAX4475 和 MAX4230 等運算放大器。
表 1. 適合用作互阻放大器的 Maxim 運放
把相關(guān)參數(shù)帶入式 10，估算反饋電容：
Ci = 光電而二極管結(jié)電容(70pF) + MAX9636 輸入電容
= 72pF
fGBWP = 0.9MHz.
F 運算放大器的增益帶寬積并未經(jīng)過調(diào)理，變化范圍可能達到±40％。因此，即使數(shù)據(jù)手冊給出了單位增益帶寬典型值為 1.5MHz，也要在計算中采用 60%的單位增益帶寬作為典型值。
其中，RF = 100kΩ，計算得到 CF = 15.6pF，最接近的標準電容為 18pF。
圖 8 所示為圖 1- 圖 3 電路的 TIA 輸出，未加任何反饋電容補償。正如預期的那樣，沒有相位補償電容的條件下能夠看到自激。如果增加電容：CF = 10pF，則消除振鈴現(xiàn)象，但仍可看到過沖，如圖 9 所示。當把反饋電容增加到 18pF 時，從圖 10 可以看出，完全消除了振鈴或振蕩。圖 11 顯示了小信號輸入(50nA 脈沖電流輸入)情況下的響應。
圖 8. MAX9636 輸出，RF = 100kΩ，沒有安裝 CF，10µA 電流脈沖
圖 9. MAX9636 輸出，RF = 100kΩ，CF = 10pF，輸入為 10μA 脈沖電流
圖 10. MAX9636 輸出，RF = 100kΩ，CF = 18pF，Ci = 72pF，輸入為 10µA 脈沖電流
圖 11. MAX9636 輸出，RF = 100kΩ，CF = 18pF，Ci = 72pF，輸入為 50nA 脈沖電流。波形為交流耦合
本文介紹了 TIA 電路補償元件的計算和穩(wěn)定性分析，實驗室測試結(jié)果很好地驗證了上述分析。
參考文獻
Jiang, H., and Yu, P. K. L., "Equivalent Circuit Analysis of Harmonic Distortions in Photodiode," IEEE® Photonics Technology Letters, vol. 10, no. 11, November 1998, pp. 1608–1610.
Graeme, Jerald, "Photodiode Amplifiers: Op amp Solutions," The McGraw-Hill Companies, Inc., ISBN 0-07-024247-X, pp. 47–50.
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