據(jù)說，4mA 至20mA 電流環(huán)路將消失？但是，這種模擬接口現(xiàn)在仍然是連接電流環(huán)路電源與檢測電路的最常見方法。

 

這種接口需要將電壓信號（典型值為 1V 至5V）轉(zhuǎn)換為 4mA 至 20mA 的輸出。嚴格的準確度要求決定，必須使用昂貴的精密電阻器或微調(diào)電位器，來校準較不精密器件的初始誤差，滿足設計目標要求。

 

在今天以自動測試設備為主導和表面貼裝型生產(chǎn)環(huán)境中，這兩種技術都不是最佳方法。獲得采用表面貼裝封裝的精密電阻器很難，微調(diào)電位器又需要人工干預，而這種要求與生產(chǎn)環(huán)境是不相容的。

 

ADI LT5400 四匹配電阻器網(wǎng)絡幫助解決了上述問題，該產(chǎn)品采用一種簡便的電路，不需要微調(diào)，但實現(xiàn)了小于 0.2% 的整體誤差（如下圖）。

該電路采用兩級放大器，利用了 LT5400 獨特的匹配特性。 接下來我們具體分析這兩級放大器。

 

01. 第一級

 

將典型值為 1V 至 5V 的輸出（通常來自DAC）加到運算放大器 IC1 A的非反相輸入。這個電壓通過 FET Q2將通過 R1 的電流準確地設定為VIN/R1。相同的電流通過 R2 拉低，因此 R2 底端的電壓為 24 V 環(huán)路電源電壓減去輸入電壓。這部分電路有3個主要誤差源：R1 和 R2 的匹配，IC1A的失調(diào)電壓，以及 Q2 的泄漏電流。

 

 

R1 和 R2 的準確值并不重要，但是它們必須相互準確匹配。LT5400A 級版本以 ±0.01% 的誤差實現(xiàn)了這一目標；LT1490A 在 0°C至 70°C之間的失調(diào)電壓不到700V。

 

這個電壓在輸入電壓為 1V 時產(chǎn)生的誤差為0.07%。NDS7002A 的泄漏電流為10nA，盡管其數(shù)值通常小得多。這個泄漏電流代表0.001%的誤差。

 

02. 第二級

 

靠拉動通過 Q1 的電流，保持 R3 上的電壓等于 R2 上的電壓。因為 R2 上的電壓等于輸入電壓，所以通過Q1 的電流準確地等于輸人電壓除以 R3 。通過給R3并聯(lián)一個精確的 250Ω 分流電阻，該電流將準確跟蹤輸入電壓。這一級的誤差源是：R3 的值、IC1 R 的失調(diào)電壓和 Q1 的泄漏電流。

 

 

電阻器 R3 直接設定輸出電流，因此其值對于該電路的精確度至關重要。這個電路利用常用的 250Ω并 聯(lián)電阻完成電流環(huán)路。圖中的 Riedon SF-2 器件的初始準確度為 0.1%，溫度漂移很低，與第一級的情形類似，失調(diào)電壓產(chǎn)生不超過 0.07% 的誤差。Q1 的泄漏電流低于 100nA,所產(chǎn)生的最大誤差為 0.0025 %。

 

沒有任何微調(diào)時，總輸出誤差好于0.2%。電流檢測電阻器R3是主要的誤差源。如果使用一個更高質(zhì)量的器件（例如 Vishay PLT系列器件），那么可以實現(xiàn) 0.1% 的準確度。電流環(huán)路輸出在使用中受到相當大的應力。從輸出到 24V 環(huán)路電源和地之間的二極管 D1 和 D2 幫助保護Q1；R6 提供一定的隔離。通過提高 R6 的值，并在輸出端以犧牲一些符合條件的電壓作為代價，可以實現(xiàn)更高的隔離度。如果最高輸出電壓要求低于 10V，那么可以將 R6 的值提高到 100Ω，針對輸出應力提供更高的隔離度。如果設計方案需要增強保護，那么可以給輸出加上一個瞬態(tài)電壓抑制器，當然這么做會由于泄漏電流而導致輸出準確度有一定的損失。

 

這一設計方案僅使用了 LT5400 封裝中 4 個匹配電阻器中的兩個。還可以將另外兩個電阻器用于其他電路功能（例如精確的反相器），或者另一個 4mA 至 20mA 轉(zhuǎn)換器。另外，還可以引入其他電阻器與 R1 和 R2 并聯(lián)。這種方法可降低電阻器產(chǎn)生的統(tǒng)計誤差，降幅為 2 的平方根。