【導讀】測量系統(tǒng)中的電流是監(jiān)控系統(tǒng)狀態(tài)的基本但強大的工具。憑借先進的技術，電子或電氣系統(tǒng)的物理尺寸正在大幅縮小，從而降低了功耗和成本，而在性能方面并沒有太多折衷。每個電子設備都在監(jiān)控自己的健康狀況和狀態(tài)，這些診斷提供了管理系統(tǒng)甚至決定其未來設計升級所需的重要信息。
測量系統(tǒng)中的電流是監(jiān)控系統(tǒng)狀態(tài)的基本但強大的工具。憑借先進的技術，電子或電氣系統(tǒng)的物理尺寸正在大幅縮小，從而降低了功耗和成本，而在性能方面并沒有太多折衷。每個電子設備都在監(jiān)控自己的健康狀況和狀態(tài)，這些診斷提供了管理系統(tǒng)甚至決定其未來設計升級所需的重要信息。
越來越需要測量系統(tǒng)中的各種電流，從極小的電流水平到幾安培的電流。例如，在以下情況下可以確定系統(tǒng)中電流流動或消耗的高動態(tài)范圍：
除了正常操作之外，睡眠/非活動電流用于確定總體負載性能和電池/電源功率估計。
ATE/測試環(huán)境需要處理極小/低微安電流水平到安培水平的電流，以進行研發(fā)或生產水平測試。
生產車間環(huán)境，用于捕獲生產問題（IC 下的助焊劑、不需要的焊接短路或開路）以及正常的操作功能測試。
工業(yè)設備監(jiān)控、ON 和 OFF 期間的功耗提供了設備的健康狀況，例如，在設備中監(jiān)控的正常電流和泄漏電流以確定其隨時間的磨損。
圖 1. 電流檢測放大器 (CSA) + 檢測電阻。
圖 1 顯示了帶有檢測電阻器的 CSA。在存在高達 80V 的更高電壓電平（共模電平）應用的情況下，外部的簡單電流檢測放大器 (CSA)（但具有迎合精度和準確度的架構的復雜集成電路設計）和檢測電阻器是解決方案測量電流時的大多數(shù)問題。電流檢測放大器目前具有一流的準確度和精密度，可以滿足實現(xiàn)微安級電流水平的需求，同時仍能保持更好的信噪比 (SNR) 性能，從而提供系統(tǒng)設計所需的測量分辨率。
然而，為設計人員選擇優(yōu)化的 CSA 并非易事。應考慮權衡取舍（圖 2）：
可用供應
可檢測電流（轉化為器件的輸入失調電壓 (V OS ) 有多低）
可檢測電流（轉換為輸入檢測電壓 (V SENSE )）
R SENSE允許的功耗
圖 2. 使用 CSA 和 R SENSE時要考慮的設計約束。
由于差分電壓范圍由電流檢測放大器的選擇來設置，因此增加 R SENSE值可提高較低電流值的測量精度，但功率耗散在較高電流時較高，這可能是不可接受的。此外，感測電流的范圍也會縮小 (I MIN : I MAX )。
降低 R SENSE值更為有利，因為它降低了電阻器的功耗，增加了檢測電流范圍。降低 R SENSE值會降低 SNR（這可以通過平均來改善，以平均輸入端的噪聲）。應該注意的是，在這種情況下，設備的偏移會影響測量的準確性。通常，在室溫下進行校準是為了提高系統(tǒng)精度，通過增加某些系統(tǒng)的測試成本來抵消失調電壓。
此外，輸入差分電壓范圍 (V SENSE ) 取決于電源電壓或內部/外部參考電壓和增益：
在實現(xiàn)高電流范圍的任何應用中，目標是化目標精度預算的動態(tài)范圍，這通常由以下等式估算：
對于輸入失調電壓約為 10μV 的大多數(shù) CSA，V SENSE-RANGE通常為 100mV。請注意，如果選擇 V SENSE_MIN作為 10xV OS因數(shù)，則對于未校準系統(tǒng)中的 ±10% 誤差，這多提供 3 個十倍頻程。同樣，如果選擇100xV OS ，則可以實現(xiàn) ±1% 的誤差范圍，但動態(tài)范圍會縮小到 2 個十進制。因此，動態(tài)范圍和精度之間存在權衡：收緊精度預算會降低 V SENSE_MIN規(guī)定的動態(tài)范圍，反之亦然。
需要注意的一點是，在 CSA + R SENSE系統(tǒng)中，R SENSE（容差和溫度系數(shù)）通常是系統(tǒng)總精度的瓶頸。由于與其他替代方案（例如電量計、具有集成芯片電阻器的 CSA、使用運算放大器的差分放大器的分立實施）相比，它的簡單性、可靠性和合理的成本，這仍然是業(yè)界監(jiān)控/測量系統(tǒng)電流的有效做法?？梢哉业礁叩燃壍墓詈蜏囟认禂?shù)檢測電阻器，但價格更高。應用在整個溫度范圍內的總誤差預算需要等于 R SENSE出現(xiàn)的誤差。
無電阻傳感解決方案：
對于需要測量從幾百微安到幾安的更高動態(tài)電流范圍的應用，下方圖 3 所示的集成電流檢測設備 (U1) 是非常有用、有效的解決方案。該解決方案符合以下標準：
集成傳感元件（無電阻）
大于 4 個十進制的電流感測動態(tài)范圍
電流輸出功能（與 160Ω LOAD 一起提供 0-1V V OUT，兼容所有 ADC/微控制器輸入以實現(xiàn)電流）。
圖 3：具有集成電流檢測元件的 2.5V 至 5.5V 電流檢測系統(tǒng)
V DD輸入和負載 (LD) 輸出之間存在一個集成檢測設備，而不是外部檢測電阻器，能夠測量100uA 至 3.3A 的系統(tǒng)負載電流 (I LOAD )。增益為 1/500 的內部增益模塊提供 ISH 時的輸出電流，即 . ISH 電流輸出與 GND 之間連接一個 160Ω 電阻，將0V 至 1V 的V ISH電壓輸出轉換。
在負載電流為 3A 時，傳感元件器件上的 V DD和 LD 的壓降約為 60mV（圖 1），相當于僅 180mW 的功耗，而在較低電流值下，檢測 100μA 范圍時觀察到的總誤差在該區(qū)域的 10%（圖 2）。再加上在較高電流負載下功耗較低，并且在較低電流水平下仍然保持改進的誤差預算，該方案優(yōu)于圖 1 的傳統(tǒng)檢測電路。因此，需要更寬電流檢測范圍（高達 3A 檢測）的應用可以從該方案中受益。
具有擴展線路/輸入電壓的無電阻傳感解決方案：
圖 4 是圖 3 的輸入電壓范圍擴展，其中 U1 的電源電壓現(xiàn)在可以接受更高的線路電壓，可達 6V 至 36V。齊納二極管 (D1) 將 V DD和 PFET (M1) 柵極之間的電壓保持在 5.6 V。高壓線的大部分被 M1 吸收，M1 的源極被鉗位到距 V 大約 4V-4.5V DD輸入電壓，從而將 U1 工作電壓 (V DD -V SS ) 保持在其正常工作范圍內（圖 3）。這個 M1 的源極電壓然后偏置 M2 PFET 的柵極電壓。M2 PFET 源極為 V SS (U1) + V TH(M2) 確保 U1 ISH 輸出在可接受的電壓水平內。ISH 電流輸出和 R1 產生相對于 GND 的 0 至 1V 輸出。
圖 4. 具有集成電流檢測元件的 6V 至 36V 電流檢測系統(tǒng)
結論
如圖所示，無電阻器感測方法可以設計一個 4 個十倍頻程的電流感測架構，其工作范圍擴展至 36V。
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