【導讀】本文重點關注信號鏈的另一部分——RF收發(fā)器。本文將探討器件對來自各電源軌的噪聲的敏感度，確定哪些器件需要額外的噪聲濾波。本文提供了一種優(yōu)化的電源解決方案，并通過將其SFDR和相位噪聲性能與當前PDN（當連接到RF收發(fā)器時）進行比較來進一步驗證。
簡介
本信號鏈電源優(yōu)化系列文章的第1部分討論了如何量化電源噪聲以確定其影響信號鏈器件的哪些參數(shù)。通過確定信號處理器件可以接受而不影響其所產(chǎn)生信號的完整性的實際噪聲限值，可以創(chuàng)建優(yōu)化的配電網(wǎng)絡(PDN)。在第2部分中，該方法被應用于高速模數(shù)和數(shù)模轉換器，證明將噪聲降低到必要水平并不一定要提高成本、增加尺寸、降低效率。這些設計參數(shù)實際上可以在一個優(yōu)化的電源解決方案中滿足。
本文重點關注信號鏈的另一部分——RF收發(fā)器。本文將探討器件對來自各電源軌的噪聲的敏感度，確定哪些器件需要額外的噪聲濾波。本文提供了一種優(yōu)化的電源解決方案，并通過將其SFDR和相位噪聲性能與當前PDN（當連接到RF收發(fā)器時）進行比較來進一步驗證。
優(yōu)化ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發(fā)器的電源系統(tǒng)
ADRV9009是一款高集成度射頻(RF)、捷變收發(fā)器，提供雙通道發(fā)射器和接收器、集成式頻率合成器以及數(shù)字信號處理功能。這款IC具備多樣化的高性能和低功耗組合，可滿足3G、4G和5G宏蜂窩時分雙工(TDD)基站應用要求。
圖1.ADRV9009雙通道收發(fā)器的標準評估板配電網(wǎng)絡。此設置使用一個ADP5054四通道穩(wěn)壓器和四個LDO后置穩(wěn)壓器來滿足噪聲規(guī)格，并最大限度地提高收發(fā)器的性能。目標是改善該解決方案。
圖1顯示了ADRV9009雙通道收發(fā)器的標準PDN。PDN由一個ADP5054四通道開關穩(wěn)壓器和四個線性穩(wěn)壓器組成。這里的目標是了解配電網(wǎng)絡的哪些性能參數(shù)可以改善，同時產(chǎn)生的噪聲不會降低收發(fā)器的性能。
如本系列文章所述1,2，為了優(yōu)化PDN，量化ADRV9009對電源噪聲的敏感度是必要的。ADRV9009 6 GHz雙通道RF收發(fā)器需要如下五個不同的電源軌：
?1.3 V模擬(VDDA1P3_AN)
?1.3 V數(shù)字(VDDD1P3_DIG)
?1.8 V發(fā)射器和BB (VDDA_1P8)
?2.5 V接口(VDD_INTERFACE)
?3.3 V輔助(VDDA_3P3)
分析
圖2顯示了模擬電源軌（VDDA1P3_AN、VDDA_1P8和VDDA_3P3）的接收器1端口PSMR結果。對于數(shù)字電源軌（VDDD1P3_DIG和VDD_INTERFACE），我們利用信號發(fā)生器能夠產(chǎn)生的最大注入紋波在輸出頻譜中未產(chǎn)生雜散，因此我們無需擔心最小化這些電源軌上的紋波。調制雜散幅度用dBFS表示，其中最大輸出功率(0 dBF)相當于50Ω系統(tǒng)中的7 dBm或1415.89 mV p-p。
圖2.ADRV9009收發(fā)器的模擬電源軌在接收器1處的PSMR性能
對于VDDA1P3_AN電源軌，測量是在收發(fā)器板的兩個不同分支上進行。請注意，在圖2中，PSMR在<200kHz紋波頻率時低于0 dB，表示這些頻率下的紋波產(chǎn)生更高的相同幅度調制雜散。這意味著在200 kHz以下，接收器1對VDDA1P3_AN電源軌產(chǎn)生的最小紋波也非常敏感。
VDDA_1P8電源軌在收發(fā)器板上分為兩個分支：VDDA1P8_TX和VDDA1P8_BB。VDDA1P8_TX電源軌在100 kHz時達到最小PSMR，約為27 dB，對應于100kHz紋波的63.25 mV p-p，產(chǎn)生2.77 mV p-p的調制雜散。VDDA1P8_BB在5 MHz紋波頻率時測量約11 dB的最小值，相當于0.136 mV p-p的注入紋波產(chǎn)生的0.038 mV p-p雜散。
VDDA_3P3數(shù)據(jù)顯示，在大約130 kHz及以下，PSMR低于0 dB，表示接收器1處的RF信號對來自VDDA_3P3的噪聲非常敏感。該電源軌的PSMR隨著頻率提高而上升，在5 MHz達到72.5 dB。
總之，PSMR結果表明，在這些電源軌中，VDDA1P3_AN和VDDA_3P3電源軌噪聲最令人擔憂，貢獻了ADRV9009收發(fā)器最大部分的耦合到接收器1的紋波量。
圖3.ADRV9009收發(fā)器的模擬電源軌在接收器1處的PSRR性能
圖3顯示了ADRV9009模擬電源軌的PSRR性能。VDDA1P3_AN的PSRR在最高 1MHz時保持平坦，約為60 dB；在5 MHz時略有下降，最小值為46 dB。這可以被視為5 MHz的0.127 mV p-p紋波，其產(chǎn)生0.001 mV p-p雜散，該雜散與調制RF信號一起位于LO頻率之上。
ADRV9009的VDDA1P8_BB電源軌的PSRR在5 MHz時達到約47 dB的最小值，而VDDA1P8_TX電源軌的PSRR不會低于約80 dB。在1 MHz以下的頻譜中，VDDA_3P3的PSRR高于所示的90 dB。測量在90 dB時發(fā)生削波，因為最高1 MHz的最大注入紋波為20 mV p-p——這不夠高，無法產(chǎn)生高于本振的本底噪聲的雜散。該電源軌的PSRR高于所示的1 MHz以下的情況，因為隨著頻率提高，它在4 MHz時下降到76.8 dB，其最低值在10 kHz至10 MHz范圍內。
與PSMR結果類似，PSRR數(shù)據(jù)表明，耦合到本振頻率（特別是高于1 MHz）的大部分噪聲來自VDDA1P3_AN和VDDA_3P3電源軌。
為了確定電源是否能夠滿足噪聲要求，測量直流電源的紋波輸出，并繪制一個100 Hz至100 MHz頻率范圍的波形，例如圖4所示。在該頻譜上增加一個覆蓋層：調制信號上將出現(xiàn)邊帶雜散的閾值。覆蓋的數(shù)據(jù)是通過在幾個參考點將正弦紋波注入到指定電源軌而獲得的，用以了解什么紋波水平產(chǎn)生邊帶雜散，如本系列的第1部分所討論的。
圖4至圖6中所示的閾值數(shù)據(jù)是針對收發(fā)器最敏感的三個電源軌的。圖中顯示了不同DC-DC轉換器配置、使能/未使能展頻(SSFM)、通過LDO穩(wěn)壓器或低通(LC)濾波器進行更多濾波等情況下的電源軌頻譜。這些波形是在電源板上測量，并留下了比噪聲限值低6 dB甚至更多的裕量。
圖4.為VDDA1P3_AN電源軌供電的LTM8063（不同配置）的輸出噪聲頻譜，
以及該電源軌允許的最大紋波。
測試
圖4顯示了VDDA1P3_AN電源軌的雜散閾值，以及LTM8063 μModule?穩(wěn)壓器不同配置的實測噪聲頻譜。 如圖4所示，在禁用展頻(SSFM)的情況下，使用LTM8063為電源軌直接供電，在LTM8063的基波工作頻率和諧波頻率處產(chǎn)生超過閾值的紋波。具體說來，紋波在1.1 MHz時超過限值0.57 mV，表明需要后置穩(wěn)壓器和濾波器的某種組合來抑制開關穩(wěn)壓器的噪聲。
如果僅增加LC濾波器（無LDO穩(wěn)壓器），則開關頻率處的紋波剛剛達到最大允許的紋波——可能沒有足夠的設計裕量來確保收發(fā)器性能最佳。增加ADP1764 LDO后置穩(wěn)壓器并開啟LTM8063的展頻模式，可以降低整個頻譜上的基波開關紋波幅度及其諧波，以及SSFM在1/f區(qū)域中引起的噪聲峰值。 通過開啟SSFM并增加LDO穩(wěn)壓器和LC濾波器，可以實現(xiàn)最佳效果，降低開關動作所引起的剩余噪聲，給最大允許紋波留下約18 dB的裕量。
展頻將噪聲擴散到更寬頻帶上，從而降低開關頻率及其諧波處的峰值和平均噪聲。這是通過3 kHz三角波上下調制開關頻率來做到的。這會在3 kHz處引入新的紋波，LDO穩(wěn)壓器會進行處理。
使能SSFM后，由此產(chǎn)生的低頻紋波及其諧波在圖5和圖6所示的VDDA_1P8和VDDA_3P3輸出頻譜中顯而易見。如圖5所示，使能SSFM時LTM8074的噪聲頻譜為VDDA_1P8電源軌的最大允許紋波提供最小約8 dB的裕量。因此，滿足此電源軌的噪聲要求不需要后置穩(wěn)壓器濾波。
圖5.為VDDA_1P8電源軌供電的LTM8074（SSFM開啟）的輸出噪聲頻譜，以及該電源軌允許的最大紋波。
圖6.為VDDA_3P3電源軌供電的LTM8074（不同配置）的輸出噪聲頻譜，以及該電源軌允許的最大紋波。
請注意電源軌對低頻紋波的敏感性，因為此噪聲可能在3.3 V供電的時鐘中引起相位抖動。
圖6顯示了LTM8074 μModule穩(wěn)壓器不同配置的噪聲頻譜，以及3.3V VDDA_3P3電源軌的最大噪聲要求。對于此電源軌，我們使用LTM8074 Silent Switcher?μModule穩(wěn)壓器來分析結果。僅使用LTM8074的配置（無濾波器或LDO后置穩(wěn)壓器）產(chǎn)生的噪聲超過限值，無論是否使能展頻模式。
兩個備選配置的結果符合>6 dB裕量的噪聲規(guī)格：未使能SSFM的LTM8074加上LC濾波器，以及使能SSFM的LTM8074加上LDO后置穩(wěn)壓器。雖然二者均以充足的裕量滿足了要求，但LDO后置穩(wěn)壓器解決方案在此更有優(yōu)勢。這是因為VDDA_3P3電源軌還提供3P3V_CLK1時鐘電源，因此1/f噪聲的減少相對更重要——如果不予處理，這里的噪聲可以轉化為本振中的相位抖動。
圖7.使用LTM8063和LTM8074 μModule穩(wěn)壓器的ADRV9009收發(fā)器優(yōu)化PDN
優(yōu)化解決方案
基于上述測試結果，圖7顯示了一種優(yōu)化解決方案，當用在ADRV9009收發(fā)器板上時，它能提供>6 dB的噪聲裕量。
表1顯示了優(yōu)化PDN與標準PDN的對比。組件大小減小29.8%，效率從66.9%提高到69.9%，整體節(jié)能0.5 W。
表1.ADRV9009優(yōu)化PDN與當前PDN的比較
為了驗證該優(yōu)化電源解決方案在系統(tǒng)噪聲性能方面的效果，我們執(zhí)行了相位噪聲測量。將圖7中的優(yōu)化解決方案與控制案例——ADRV9009評估板的工程版本，即使用圖1所示PDN的AD9378評估板——進行比較。使用相同電路板，但采用圖7所示的PDN，比較相位噪聲結果。理想情況下，優(yōu)化解決方案達到或超過數(shù)據(jù)手冊參考曲線所示的性能。
圖8.ADP5054與μModule器件的PSU之間的AD9378相位噪聲性能比較，
測量條件：LO = 1900 MHz，PLL BW = 425 kHz，穩(wěn)定性 = 8。
圖8比較了使用標準ADP5054電源的AD9378評估板相位噪聲結果與使用LTM8063和LTM8074電源的同一評估板的結果。相比于ADP5054電源解決方案，μModule電源解決方案的性能略優(yōu)，高出大約2 dB。如圖8和表2所示，由于外部本振使用了低相位噪聲信號發(fā)生器，兩種電源解決方案的測量結果均顯著低于數(shù)據(jù)手冊規(guī)格。
表2.相位噪聲測量結果，LO = 1900 MHz
采用兩種電源解決方案的收發(fā)器的SFDR測量結果如表3所示，兩種方案的性能相當，除了LO = 3800 MHz，這種情況下ADP5054的開關紋波開始在載波信號輸出頻譜上產(chǎn)生調制雜散，如圖9所示。
表3.ADRV9009收發(fā)器SFDR性能
圖9.發(fā)射器1載波信號和電源開關頻率引起的雜散頻率。
測量條件：LO = 3800 MHz，F(xiàn)bb = 7 MHz，–10 dBm。
結論
不同應用有不同要求，評估板的配電網(wǎng)絡可能需要進一步改進或改變。量化信號處理IC噪聲要求的能力為電源設計或只是優(yōu)化現(xiàn)有電源解決方案提供了更有效的方式。對于ADRV9009之類的高性能RF收發(fā)器，在PDN中設置噪聲注入以確定可容許多大電源噪聲，有助于我們改進當前PDN的空間需求、效率和至關重要的熱性能。請繼續(xù)關注本電源系統(tǒng)優(yōu)化系列的后續(xù)篇目。
（來源：ADI公司，作者：Pablo Perez, Jr.，高級應用工程師 ｜ John Martin Dela Cruz，應用工程師）
免責聲明：本文為轉載文章，轉載此文目的在于傳遞更多信息，版權歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權問題，請電話或者郵箱editor@52solution.com聯(lián)系小編進行侵刪。
推薦閱讀：
干貨 | 低成本 MCU 助力電池組系統(tǒng)實現(xiàn)強大功能
