這種FNI結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)——NPC逆變拓撲，最早是由Nable等人于1981年提出的。與傳統(tǒng)兩電平變換器相比，有以下優(yōu)點：在大功率系統(tǒng)中，將功率器件直接串聯(lián)使用而無須外加輔助電路；器件耐壓極限降至直流側(cè)電壓的一半，使器件的選取變得靈活；輸出波形中諧波成分相對于兩電平變換器大為減少，減輕了濾波環(huán)節(jié)負擔(dān)；負載上電壓紋波減小，抑止了電磁干擾問題。

 

2、控制方式的比較與改進

 

2.1　 已有控制方案的介紹

 

文獻［4］中Lau W H等開發(fā)的控制方案的優(yōu)點在于提高模塊輸出的等效開關(guān)頻率，抑止輸出諧波；缺點在于系統(tǒng)的輸入信號在經(jīng)過PWM調(diào)制后，仍不能作為驅(qū)動信號使用，還須繼續(xù)進行較繁瑣的計算，故不能很好地使用于現(xiàn)有的數(shù)字信號處理芯片。

 

2.2　改進的控制方案的原理

 

改進后的控制方式首先將載波頻率提高一倍至2fC，并調(diào)整其偏置后，再進行PWM比較，如圖2所示調(diào)制后的信號即為驅(qū)動信號。而且控制左右橋臂（Leg1、Leg2）的載波相位相同，沒有文獻控制方式所要求的相位差，其好處在于避免系統(tǒng)在調(diào)整開關(guān)頻率的同時還需要調(diào)整相位差，同時有利于系統(tǒng)調(diào)節(jié)直流側(cè)電容的中點電位。

 

圖2　改進的控制方案的原理

 

比較圖2和文獻［4］可以發(fā)現(xiàn)，開關(guān)管的驅(qū)動信號是相同的，所以輸出波形也一定是相同的。改進后的控制策略能夠便捷地應(yīng)用到數(shù)字信號處理芯片中，同時保留文獻［4］控制方式的優(yōu)點。例如在DSP（TMS320LF2407）芯片上PWM的調(diào)制可以通過專職的事件管理模塊EVA及EVB直接完成，這樣大大降低了控制方式的實現(xiàn)難度。

 

改進后的控制策略也有不足之處，就是也沒有提供解決直流側(cè)電容的中點電位不平衡問題的方案。根據(jù)實驗結(jié)果可以發(fā)現(xiàn)，由于電路元件的固有電阻特性不對稱所造成的電容中點電位的靜態(tài)誤差不能被忽略。圖9（f）為直流側(cè)電源為400V時中點電位的情況，可以發(fā)現(xiàn)有13.2V的靜態(tài)誤差。

 

2.3　中點電位不平衡的危害與解決方案

 

文獻［1］分析了系統(tǒng)直流側(cè)中點電位漂移對輸出THD的影響，如圖3所示。圖3中的k值：，代表了中點的失衡程度。在其他工業(yè)用途中，由于對輸出波形畸變要求不高，中點的適當(dāng)漂移是允許的。但是，在諸如功率放大器系統(tǒng)等對輸出波形質(zhì)量要求較高的應(yīng)用中，中點不平衡可以成為輸出畸變的重要原因之一。為了克服中點不平衡帶來的輸出波形質(zhì)量下降，我們在改進的控制方式中加入中點平衡控制，程序流程圖如圖4所示，中點平衡控制方案框圖如圖5所示。中點平衡控制原理為，每個開關(guān)周期開始時首先對直流側(cè)電容電壓采樣得到VC1和VC2（見圖1），然后對VC1和VC2的差值做PI運算。如果PI運算的結(jié)果為正，則和POSREF（系統(tǒng)能夠容忍的VC1超過VC2的最大值）比較，如果發(fā)現(xiàn)比較器的輸出為正，即意味著中點的漂移情況較為嚴重。進而檢測參考信號VS的幅值，如果VS的幅值為負時（表現(xiàn)為當(dāng)0和VS的幅值通過比較器后，輸出為正），則將載波頻率提高為2fc；反之，如果電壓差值PI運算的結(jié)果小于NEGREF，且參考信號Vs幅值為正，則將載波頻率提高為2fc；其他情況下，載波頻率維持fc不變。圖5中Switch模塊的功能是，如果模塊左面中間腳的輸入信號為正，則模塊的右面輸出同模塊左面最下腳輸入信號一致；如果模塊左面中間腳的輸入信號為零，則模塊的右面輸出同模塊左面最上腳輸入信號一致。

 

圖3　 中點電位不平衡對輸出THD的影響

 

圖4　程序流程圖

 

圖5　中點平衡控制方案框圖

 

載波頻率確定后，將VS函數(shù)值加載至DSP芯片事件管理器模塊中的比較單元，準備同載波進行PWM調(diào)制。加載完成后即進行中斷復(fù)位。

 

這種中點控制方式的本質(zhì)是通過調(diào)節(jié)載波的頻率來改變中點電流的流向。通過比較載波頻率加倍前后中點電流流向的仿真，我們可以得知：如果以參考信號VS的頻率fs為參考，載波頻率加倍前，中點電流ineu的流向每周期內(nèi)交替變化（見圖6），變換的頻率為2fc；載波頻率加倍后，中點電流ineu的流向每周期內(nèi)只改變一次（見圖7），即變換的頻率為2fs。又因為后者中點電流的流向同參考信號VS的幅值有關(guān)，所以在決定是否將載波頻率加倍前，需要檢測VS幅值的正負。

 

圖6　 載波頻率加倍前中點電流流向的仿真

 

圖7　 載波頻率加倍后中點電流流向的仿真

 

圖8 載波倍頻控制方案的原理

 

比較圖8和圖2可知，當(dāng)載波頻率加倍時，輸出波形同原來一致。在DSP（TMS320LF2407）芯片中，載波頻率只有在載波的幅值為0時才能改變；故載波無相位差可以使控制左右橋臂的載波頻率同時變化而對輸出波形無任何影響。

 

3、實驗驗證與結(jié)果

 

本文設(shè)計了一個單模塊多電平電路的實驗?zāi)Ｐ?，其具體的電路參數(shù)及規(guī)格如下：

輸出滿載功率　　1kW；

輸出頻率　　2kHz；

直流側(cè)輸入電壓　　400V；

基礎(chǔ)開關(guān)頻率　　100kHz。

 

開關(guān)管驅(qū)動信號由DSP提供，驅(qū)動信號的PWM調(diào)制產(chǎn)生均在DSP內(nèi)部完成。圖9和圖10分別為采用中點平衡控制前后的輸出波形和中點電位比較。

 

如圖9（e）和圖9（f）所示，采用中點平衡控制后，直流側(cè)電容電壓靜態(tài)誤差3.2V；采用中點平衡控制前，直流側(cè)電容電壓靜態(tài)誤差13.2V。

 

（a）輸出波形

 

（b）輸出波形局部放大

 

（c）中點電位波形

圖9　 采用中點平衡控制前的波形

 

（a）輸出波形

 

（b）輸出波形局部放大

 

（c）中點電位波形

圖10　采用中點平衡控制后的波形

 

4、結(jié)語

本文分析了開關(guān)功率放大器的拓撲和數(shù)字控 制方案。在控制方案設(shè)計中，介紹了一種適合五電平二極管中點鉗位逆變拓撲的PWM控制技術(shù)，它能提高輸出的等效開關(guān)頻率并降低直流側(cè)中點電位的漂移，提高系統(tǒng)輸出波形質(zhì)量。

 

文中的FNI功率模塊可以采用交錯并列的方式提高系統(tǒng)的總功率和輸出波形的電平數(shù)，這樣既達到了擴展系統(tǒng)功率等級的要求，又可以降低系統(tǒng)的輸出畸變。

 

當(dāng)然還有很多問題需要解決，比如多電平逆變電路的死區(qū)補償問題，以及多模塊間的均流問題等，這些都將作為下一步研究工作的重點。