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深入分析“時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)”

發(fā)布時(shí)間:2018-01-18 責(zé)任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)可使用多個(gè)相同的 ADC(文中雖然僅討論了 ADC,但所有原理同樣適用于 DAC 的時(shí)間交錯(cuò)特性),并以比每一個(gè)單獨(dú)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器工作采樣速率更高的速率來(lái)處理常規(guī)采樣數(shù)據(jù)序列。簡(jiǎn)單說(shuō)來(lái),時(shí)間交錯(cuò)(IL)由時(shí)間多路復(fù)用 M 個(gè)相同的 ADC 并聯(lián)陣列組成。
 
如圖 1 所示。這樣可以得到更高的凈采樣速率 fs(采樣周期 Ts = 1/fs),哪怕陣列中的每一個(gè) ADC 實(shí)際上以較低的速率進(jìn)行采樣(和轉(zhuǎn)換),即 fs/M。因此,舉例而言,通過(guò)交錯(cuò)四個(gè) 10 位/100 MSPS ADC,理論上可以實(shí)現(xiàn) 10 位/400 MSPS ADC。
 
深入分析“時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)”
圖1. M次交錯(cuò)的n位ADC陣列每一個(gè)ADC的采樣速率為fs/M,得到的時(shí)間交錯(cuò)ADC采樣速率為fs。M = 4的時(shí)鐘方案示例在該圖下半部分顯示。
 
為了更好地理解 IL 原理,圖 1 中一個(gè)模擬輸入 VIN (t) 以 M 個(gè) ADC 進(jìn)行采樣,其結(jié)果為組合數(shù)字輸出數(shù)據(jù)序列 DOUT。ADC1 最先采樣 VIN (t0) 并開(kāi)始將其轉(zhuǎn)換為n位數(shù)字信號(hào)。Ts 秒后,ADC2 將采樣 VIN (t0+Ts) 并開(kāi)始將其轉(zhuǎn)換為n位數(shù)字信號(hào)。接著,Ts 秒后,ADC3 將采樣 VIN (t0 +2Ts),以此類(lèi)推。ADCM 完成 VIN (t0 +(M-1)×Ts) 采樣后,開(kāi)始下一個(gè)采樣周期,并從 ADC1 采樣 VIN (t0 +M×Ts) 開(kāi)始,依次進(jìn)行下去。
 
由于ADC順序輸出n位數(shù)據(jù)且輸出順序與剛才描述的采樣操作順序一致,這些數(shù)字n位字由同一張圖右側(cè)的解復(fù)用器所采集。這里獲取的是重新組合的數(shù)據(jù)輸出序列 DOUT (t0 + L),DOUT (t0 +L + Ts),DOUT (t0 + L + 2Ts),... 。L 表示每一個(gè)單獨(dú)ADC的固定轉(zhuǎn)換時(shí)間,而該重新組合的數(shù)據(jù)序列是一個(gè) n 位數(shù)據(jù)序列,采樣速率為 fs。因此,雖然各個(gè)ADC(通常稱(chēng)為“通道”)為 n 位 ADC 且采樣速率為 fs/M,但整體等于采樣速率為 fs的單個(gè) n 位 ADC,而我們將其稱(chēng)為時(shí)間交錯(cuò) ADC(與通道相區(qū)別)。輸入本質(zhì)上是分隔開(kāi)的,并由陣列中的 ADC 單獨(dú)處理,然后在輸出端連續(xù)重組,以便構(gòu)成輸入 VIN 的高數(shù)據(jù)速率表示 DOUT。
 
這種強(qiáng)大的技術(shù)在實(shí)際使用時(shí)存在一些難題。一個(gè)重要的問(wèn)題是來(lái)自通道的M數(shù)據(jù)流經(jīng)過(guò)數(shù)字組裝后重構(gòu)原始輸入信號(hào) VIN。如果我們看一下頻譜 DOUT;除了看到 VIN 的數(shù)字信號(hào)以及模數(shù)轉(zhuǎn)換引入的失真,我們還將看到額外的和大量的雜散成分,稱(chēng)為“交錯(cuò)雜散”(或簡(jiǎn)稱(chēng)為 IL 雜散);IL 雜散既沒(méi)有多項(xiàng)式類(lèi)型失真的簽名——比如較高次信號(hào)諧波(2次,3次,等等)——也沒(méi)有量化或 DNL 誤差簽名。IL 偽像可視為時(shí)域固定碼噪聲的一種形式,由通道中的模擬損害引起,因?yàn)樵诮诲e(cuò)過(guò)程中采用分隔轉(zhuǎn)換信號(hào)進(jìn)行調(diào)制并出現(xiàn)在最終的數(shù)字化輸出 DOUT。
 
讓我們分析一個(gè)簡(jiǎn)單的示例,了解可能會(huì)發(fā)生什么情況。考慮頻率 fIN 下正弦輸入 VIN 的雙路交錯(cuò) ADC 情況。假定 ADC1 具有增益 G1,ADC2 具有差分增益 G2。在這種雙路 IL ADC中,ADC1 和 ADC2 將交替采樣 VIN。因此,如果 ADC1 轉(zhuǎn)換偶數(shù)樣本,而 ADC2 轉(zhuǎn)換奇數(shù)樣本,則所有 DOUT 偶數(shù)數(shù)據(jù)的幅度都將由 G1設(shè)置,而所有 DOUT 奇數(shù)數(shù)據(jù)的幅度都將由G2設(shè)置。然后,DOUT 不僅包含 VIN,還包括一些多項(xiàng)式失真,但它受到 G1 和G2 的交替放大,就好像我們采用頻率為 fs/2 的方波對(duì) VIN 進(jìn)行幅度調(diào)制。這樣做會(huì)引入更多雜散成分。特別地,DOUT 在 fs/2 – fIN 頻率處會(huì)包含“增益雜散”;并且不幸的是,該雜散的頻率會(huì)跟蹤輸入fIN,且位于交錯(cuò) ADC 的第一奈奎斯特頻段內(nèi)(即在 fs/2 內(nèi)),而在所有其它奈奎斯特頻段內(nèi)也會(huì)存在混疊。該交錯(cuò)雜散的功率/幅度取決于兩個(gè)增益 G1和G2 之間的凈差。換言之,它取決于增益誤差失配。而最終,它取決于輸入 VIN 自身的幅度。
 
如果輸入并非簡(jiǎn)單正弦波,而是真實(shí)應(yīng)用中的全頻帶限幅信號(hào),那么“增益雜散”就不只是干擾音了,而是頻帶限幅輸入信號(hào)自身的完整調(diào)節(jié)鏡像,出現(xiàn)在奈奎斯特頻段內(nèi)。這在一定程度上抵消了交錯(cuò)帶來(lái)的帶寬增加的優(yōu)勢(shì)。
 
雖然上例中我們僅考慮了通道間的增益誤差失配,其它損害也會(huì)引起交錯(cuò)雜散。失調(diào)失配(通道失調(diào)之間的差)引起固定頻率的信號(hào)音(“失調(diào)雜散”),功率與失調(diào)失配成正比。當(dāng)某些通道比預(yù)定順序更早或更晚采樣某位時(shí),便發(fā)生采樣時(shí)間偏斜。它會(huì)引入“時(shí)間雜散”,其頻率與增益雜散全一致(并疊加同樣的幅度),但功率會(huì)隨著 fIN 的增加以及輸入幅度的增加而不斷加強(qiáng)。各通道之間的帶寬失配會(huì)引入更多的雜散成分,頻率取決于 fIN,并且正如時(shí)間雜散,雜散功率不僅隨著輸入幅度,而且還會(huì)隨著fIN自身而逐步增加。再次強(qiáng)調(diào),無(wú)論何種情況,輸出頻譜下降的程度并不取決于通道損害的絕對(duì)值(失調(diào)、增益、時(shí)序、頻段),而是取決于通道之間的相對(duì)失配或通道之差。
 
雖然時(shí)間交錯(cuò)的基本技術(shù)存在已有幾十年,但I(xiàn)L可在何種程度上保持最小化則將其過(guò)去的適用性限制于低分辨率轉(zhuǎn)換器。然而,最近在通道失配校準(zhǔn)方面以及抑制殘留IL雜散成分方面的進(jìn)步已經(jīng)可以實(shí)現(xiàn)全集成、極高速、12/14/16 位 IL ADC。
 
這種情況下,我們需要對(duì)交錯(cuò)進(jìn)行分類(lèi)。我們一般將兩個(gè)交錯(cuò)通道稱(chēng)為“乒乓”工作。然后,當(dāng)我們描述較少通道數(shù)的情況(比如 3 通道至4通道),以及大量通道的情況時(shí)(比如超過(guò) 4 個(gè)通道,通常達(dá)到 8 個(gè)或更多),我們還區(qū)分了“輕度交錯(cuò)”和“重度交錯(cuò)”。
 
乒乓(雙路)交錯(cuò)
 
當(dāng)我們只是交錯(cuò)兩個(gè)通道以便使采樣速率翻倍時(shí),我們將其稱(chēng)為“乒乓”,如圖 2 (a) 中的框圖所示。這是一種最簡(jiǎn)單的情況,它有一些有趣和有用的特性。這種情況下,在交錯(cuò)ADC的第一奈奎斯特頻段內(nèi),交錯(cuò)雜散位于直流、fs/2 和 fs/2 – fIN 處。因此,如果輸入信號(hào)VIN是一個(gè)對(duì)中至fIN的窄帶信號(hào)——如圖 2 (b) 中的第一奈奎斯特輸出頻譜所示——交錯(cuò)雜散包含直流處的失調(diào)雜散、fs/2 處的另一個(gè)失調(diào)失配雜散以及對(duì)中至 fs/2 – fIN 的增益和時(shí)序雜散鏡像,看上去就像輸入自身的一個(gè)放大復(fù)制版本。
 
深入分析“時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)”
圖2.
 
(a)乒乓方案
 
(b)窄帶輸入信號(hào)位于fs/4以下時(shí)的輸出頻譜
 
(c)此時(shí)輸入信號(hào)位于fs/4和奈奎斯特頻率fs/2之間
 
如果輸入信號(hào) VIN(f) 完全位于 0 和 fs/4 之間——如圖 2 (b) 所示——那么交錯(cuò)雜散不與數(shù)字化輸入頻率重疊。此時(shí),壞消息是我們只能數(shù)字化半個(gè)奈奎斯特頻段,就好比只有一個(gè)時(shí)鐘為 fs/2 的單通道,雖然我們依舊消耗至少兩倍于該單個(gè)通道的功耗。奈奎斯特頻段上限的交錯(cuò)雜散鏡像可在數(shù)字化之后通過(guò)數(shù)字濾波手段抑制,無(wú)需進(jìn)行模擬損害校正。
 
但好消息是由于乒乓ADC時(shí)鐘為 fs,數(shù)字化輸出得益于動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)的 3 dB 處理增益。此外,與使用時(shí)鐘為 fs/2 的單個(gè) ADC 相比,乒乓 ADC 放寬了抗混疊濾波器設(shè)計(jì)要求。
 
如果窄帶信號(hào)位于第一奈奎斯特頻段的上半部,則所有考慮因素都適用,如圖 2 (c) 所示,因?yàn)榻诲e(cuò)鏡像雜散移至奈奎斯特頻段的下半部分。再次強(qiáng)調(diào),增益和時(shí)序雜散可在濾波數(shù)字化之后通過(guò)數(shù)字手段抑制。
 
最后,輸入信號(hào)和交錯(cuò)雜散的頻率將會(huì)重疊,并且一旦輸入信號(hào)頻率位置跨過(guò) fs/4 線,交錯(cuò)鏡像就會(huì)破壞輸入頻譜。這種情況下,恢復(fù)所需輸入信號(hào)將是不可能的,而乒乓方案不可用。當(dāng)然,除非通道間匹配足夠緊密,使得交錯(cuò)雜散成分對(duì)于應(yīng)用來(lái)說(shuō)達(dá)到可以接受的低程度,或者引入校準(zhǔn)來(lái)降低導(dǎo)致IL鏡像的原因。
 
總之,頻率規(guī)劃和某些數(shù)字濾波可以恢復(fù)乒乓方案中的窄帶數(shù)字化輸入,哪怕存在通道失配。雖然轉(zhuǎn)換器功耗相比使用單個(gè)時(shí)鐘為 fs/2 的 ADC 時(shí)基本翻了個(gè)倍,但乒乓方案提供了 3 dB 處理增益,同時(shí)放寬了抗混疊要求。
 
采用乒乓方案并且無(wú)任何通道失配校正的一個(gè)示例,以及其產(chǎn)生的交錯(cuò)雜散見(jiàn)圖 3。在該例中,兩個(gè)雙通道 14位/1 GSPS ADC AD9680 以交替乘以正弦波的速率進(jìn)行采樣,從而返回單個(gè)組合輸出數(shù)據(jù)流,速率為 2 GSPS。當(dāng)我們查看該乒乓方案輸出頻譜的第一奈奎斯特頻段時(shí)(位于直流和 1 GHz 之間),可以看到輸入音,它是 fIN = 400 MHz 時(shí)位于左側(cè)的強(qiáng)音;我們還能看到在 fs/2 – fIN = 2G/2 – 400 M = 600 MHz 處有較強(qiáng)的增益/時(shí)序失配雜散。由于通道本身的失真以及其它損害,我們還能看到一系列其它信號(hào)音,但都低于–90 dB 線。
 
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圖3. 乒乓方案的2 GSPS輸出數(shù)據(jù)組合頻譜,采用兩個(gè)AD9680在1 GSPS時(shí)鐘下獲取,采樣相移為180°。
 
更高次交錯(cuò)
 
當(dāng)具有兩個(gè)以上通道時(shí),上文所說(shuō)的頻率規(guī)劃就不那么實(shí)用了。我們無(wú)法將交錯(cuò)雜散的位置限定在奈奎斯特頻段的某一小部分。比如考慮四路交錯(cuò) ADC 的情況,如圖 4(a) 所示。此時(shí),失調(diào)失配會(huì)提高直流、fs/4 和 fs/2 時(shí)的信號(hào)音,而增益和時(shí)序交錯(cuò)鏡像位于fs/4 – fIN、fs/4 + fIN和fs/2 – fIN。交錯(cuò) ADC 輸出頻譜的一個(gè)示例請(qǐng)參見(jiàn)圖 4 (b)。很明顯,除非輸入位于fs/8以?xún)?nèi)的帶寬之內(nèi),否則無(wú)論 fIN 的位置如何,輸入都會(huì)與部分交錯(cuò)雜散重疊,并且如果輸入是一個(gè)極端窄帶信號(hào),那么我們不應(yīng)當(dāng)嘗試使用寬帶交錯(cuò) ADC將其數(shù)字化。
 
在這種情況下,我們需要最大程度降低 IL 雜散功率,以便獲得完整的奈奎斯特頻譜和更干凈的頻譜。為了達(dá)到這個(gè)目的,我們使用校準(zhǔn)技術(shù)來(lái)補(bǔ)償通道間失配。校正失配的影響后,最終的 IL 雜散功率會(huì)下降。SFDR 和 SNR 都會(huì)得益于該雜散功率的下降。
 
補(bǔ)償方法受限于失配可測(cè)量并最終校正的精度。除了校準(zhǔn)所能達(dá)到的水平外,為了進(jìn)一步抑制殘留雜散,還可間歇性隨機(jī)打亂通道輸入采樣的順序。這樣做之后,前面討論的由于未校準(zhǔn)失配而產(chǎn)生的轉(zhuǎn)換輸入信號(hào)調(diào)制效果將從固定碼噪聲轉(zhuǎn)換為偽隨機(jī)噪聲。因此,IL音和干擾周期碼轉(zhuǎn)換為偽隨機(jī)噪聲類(lèi)成分,并疊加至轉(zhuǎn)換器量化噪底而消失,或者至少將干擾雜散鏡像和信號(hào)音加以擴(kuò)散。此時(shí),與 IL 雜散成分有關(guān)的功率疊加至噪底功率。因此,雖然改善了失真,但 SNR 可能下降,下降量為 IL 雜散功率加上噪聲。SNDR (SINAD) 基本上沒(méi)有變化,因?yàn)樗墒д?、噪聲和隨機(jī)化組成;它只是將IL貢獻(xiàn)因素從一個(gè)成分(失真)轉(zhuǎn)移到另一個(gè)成分(噪聲)。
 
深入分析“時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)”
圖4. (a)四路交錯(cuò)ADC(b)對(duì)應(yīng)顯示交錯(cuò)雜散的第一奈奎斯特輸出頻譜
 
交錯(cuò) ADC 的示例
 
AD9625 是一個(gè)12位/2.5GSPS 三路交錯(cuò) ADC。對(duì)三個(gè)通道之間的失配進(jìn)行校準(zhǔn),以便最大程度減少交錯(cuò)雜散。圖 5(a) 所示是一個(gè)輸入接近 1 GHz的輸出頻譜示例。在該頻譜中,除了約為 1 GHz的輸入音外,還可以看到通道在 500 MHz 附近存在 2 次和 3 次諧波失真,并在基頻處存在 4 次諧波失真。交錯(cuò)失配校準(zhǔn)可大幅降低交錯(cuò)雜散的功耗,并且在整個(gè)頻譜中可以看到大量的額外殘留的較小雜散音。
 
為了進(jìn)一步減少這些殘留雜散成分,引入了通道隨機(jī)化。加入了第四個(gè)校準(zhǔn)通道,然后將四個(gè)通道變?yōu)槿方诲e(cuò),并通過(guò)間歇性將交錯(cuò)通道與第四個(gè)更換,實(shí)現(xiàn)隨機(jī)改變順序。這就好比人們可以像耍雜技那樣將三根柱子投向空中,然后每一次都更換第四根。這樣做之后,可使殘留交錯(cuò)雜散功率隨機(jī)化,然后擴(kuò)散到噪底。如圖 5(b) 所示,經(jīng)過(guò)通道隨機(jī)化之后,交錯(cuò)雜散幾乎消失了,而噪聲功率卻只略為增加,因而 SNR 降低 2dB。當(dāng)然,需要注意的是,雖然圖 5(b) 中的第二個(gè)頻譜比失真音遠(yuǎn)為干凈,但隨機(jī)無(wú)法影響 2 次、3 次 和4 次諧波,因?yàn)檫@些諧波不是交錯(cuò)雜散。
 
深入分析“時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)”
圖5. AD9625的輸出頻譜,時(shí)鐘為2.5 GSPS,輸入音接近1 GHz。
 
(a)順序三路交錯(cuò);SNR = 60 dBFS,SFDR = 72 dBc,受限于3次諧波,接近500 MHz;然而,整個(gè)頻譜中可見(jiàn)大量交錯(cuò)雜散。
 
(b)三路交錯(cuò),隨機(jī)通道置亂;SNR = 58 dBFS,而SFDR = 72 dBc依然由3次諧波決定,通過(guò)將功率擴(kuò)散到噪底而消除了所有交錯(cuò)雜散。
 
使用通道隨機(jī)化的另一個(gè)交錯(cuò) ADC 示例如圖 6 中的頻譜所示。此時(shí)采用四路交錯(cuò) 16位/310 MSPS ADC AD9652。圖 6 示例中,四個(gè)通道以固定順序交錯(cuò),并且不進(jìn)行任何減少通道失配的校準(zhǔn)。頻譜清楚表明交錯(cuò)雜散位于預(yù)計(jì)頻率位置,且它們的大功率遠(yuǎn)高于 2 次和 3 次諧波,并將無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍限制為僅有 57 dBc。
 
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圖6. AD9652的輸出頻譜,時(shí)鐘為 fs=310 MHz,采用fIN ~70 MHz的正弦輸入。此時(shí),未施加通道校準(zhǔn)和隨機(jī)化。2次(HD2)和混疊3次(HD3)諧波分別在大約140 MHz和100 MHz處可見(jiàn)。交錯(cuò)(IL)雜散同樣可見(jiàn)。這些是直流、fs/2(圖中的OS2)以及fs/4(圖中的OS4)處的失調(diào)音。另外,增益(時(shí)序)雜散可見(jiàn)于fs /2-fIN(圖中的GS2)、fs /4+fIN(圖中的GS4+)以及fs /4- fIN(圖中的GS4-)。此圖中的SNR查詢(xún)?nèi)藶樽儾盍?,因?yàn)椴糠蛛s散成分和噪聲功率混在了一起。
 
然而,如果同樣的 ADC 經(jīng)過(guò)前景校準(zhǔn)以便減少通道失配,那么交錯(cuò)雜散功率將會(huì)大幅下降,如圖7所示。與上例中的情況類(lèi)似,通道諧波失真不受影響,但通過(guò)通道失配校準(zhǔn)大幅降低了交錯(cuò)雜散功率。
 
深入分析“時(shí)間交錯(cuò)技術(shù)”
圖7. 同一個(gè)AD9652的輸出頻譜,采用同樣的輸入,但經(jīng)過(guò)校準(zhǔn)后四個(gè)通道減少了失配。與圖6相比,雖然2次和3次諧波未受影響,但交錯(cuò)雜散的功率大幅下降,并且SFDR改善了30 dB,即從57 dBc到87 dBc。
 
最后,圖7中的頻譜純度可得到進(jìn)一步改善,方法是使通道順序隨機(jī)化,如圖8所示。此時(shí),隨機(jī)化使用專(zhuān)利技術(shù),對(duì)四個(gè)通道的順序進(jìn)行間歇性加擾無(wú)需通過(guò)另一個(gè)(第五個(gè))通道來(lái)達(dá)成,從而省下了與此相關(guān)的功耗。如圖8所示,經(jīng)過(guò)隨機(jī)化之后,結(jié)果頻譜中僅有常規(guī)諧波失真。
 
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圖8. 上例開(kāi)啟交錯(cuò)順序隨機(jī)化之后的輸出頻譜。隨機(jī)化殘留交錯(cuò)雜散可將它們的功率擴(kuò)散到噪底中,相應(yīng)的尖峰便消失了??梢钥吹降膬H有常規(guī)諧波失真。SNR幾乎未受影響,因?yàn)閬?lái)自交錯(cuò)音并擴(kuò)散的雜散功率經(jīng)過(guò)失配校準(zhǔn)后可以忽略。
 
結(jié)論
 
時(shí)間交錯(cuò)是增加數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器帶寬的強(qiáng)大技術(shù),在失配校準(zhǔn)方面,以及通過(guò)隨機(jī)化技術(shù)消除殘留雜散成分方面的發(fā)展已經(jīng)能夠?qū)崿F(xiàn)完全集成、極高速 12/14/16 位交錯(cuò) ADC。
 
在輸入信號(hào)受頻帶限制的情況下(比如很多通信應(yīng)用),乒乓(雙路)交錯(cuò)方法可通過(guò)頻率規(guī)劃將干擾交錯(cuò)雜散分配到遠(yuǎn)離目標(biāo)輸入頻段的位置。然后便可以數(shù)字手段過(guò)濾雜散成分。雖然這種方法相比工作在 IL 采樣速率一半的非交錯(cuò)式 ADC 獲得同樣的無(wú)雜散輸入帶寬所需的功耗要高出幾乎一倍,但它不僅可以通過(guò)處理增益提高動(dòng)態(tài)范圍 3 dB,而且還能降低抗混疊的滾降,并修平 ADC 前的濾波器——因?yàn)?IL 采樣速率高。
 
若需要用到 IL 轉(zhuǎn)換器的全部輸入頻帶才能捕捉寬帶輸入信號(hào),那么可以采用更高次的交錯(cuò)轉(zhuǎn)換器。這種情況下,校準(zhǔn)和隨機(jī)置亂可實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)失真和雜散成分的補(bǔ)償和消除。
 
 
 
 
 
 
 
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