【導(dǎo)讀】隨著數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的速度和分辨率不斷提升，對具有更低相位噪聲的更高頻率采樣時鐘源的需求也在不斷增長。時鐘輸入面臨的積分相位噪聲（抖動）是設(shè)計師在設(shè)計蜂窩基站、軍用雷達(dá)系統(tǒng)和要求高速和高性能時鐘信號的其他設(shè)計時面臨的眾多性能瓶頸之一。普通系統(tǒng)有多個低頻噪聲信號，PLL 可將其上變頻至更高頻率，以便為這些器件提供時鐘。單個高頻PLL可以解決頻率轉(zhuǎn)換問題，但很難設(shè)計出環(huán)路帶寬足夠低，從而能夠濾除高噪聲參考影響的PLL。搭載低頻高性能VCO/VCXO和低環(huán)路帶寬的PLL可以清除高噪聲參考，但無法提供高頻 輸出。高速和噪聲過濾可以通過結(jié)合兩個PLL同時實現(xiàn)：先是一個低頻窄環(huán)路帶寬器件（用于清除抖動），其后是一個環(huán)路帶寬較寬的高頻器件。
有些現(xiàn)代雙環(huán)路模擬 PLL 集成于單個芯片之上，允許設(shè)計師 減少低頻參考抖動，同時還能提供高頻、低相位噪聲輸出。這 就節(jié)省了寶貴的 PCB 電路板面積，而且允許要求不同頻率的 多個器件以同一相位對齊源為時鐘源。
AD9523, AD9523-1和 AD9524 時鐘發(fā)生器（如圖 1 所示）由 兩個串聯(lián)模擬PLL構(gòu)成。第一個PLL (PLL1)清除參考抖動， 第二個PLL (PLL2)生成高頻相位對齊輸出。 PLL2 也可生成高 基頻，再以此為基礎(chǔ)衍生出各種低頻。PLL1 使用一個外部低 頻VCXO和一個部分嵌入式三階環(huán)路濾波器來構(gòu)成一個PLL， 其環(huán)路帶寬范圍為 30 Hz至 100 Hz。該環(huán)路的帶寬直接影響 將傳播至輸出的參考輸入相位噪聲量。 PLL2 使用一個內(nèi)部高 速VCO（中心頻率為 3.8 GHz，AD9523-1 為 3 GHz）和一個 部分嵌入式三階環(huán)路濾波器，其額定環(huán)路帶寬約為 500 kHz。 該內(nèi)部VCO的帶寬和相位噪聲會直接影響整體輸出的寬帶相 位噪聲。
圖 1 AD9523-1 的功能框圖
許多工程師把雙環(huán)路 PLL 當(dāng)作頻率轉(zhuǎn)換器，可減少固定量的 參考輸入抖動，但更加準(zhǔn)確的做法是將其視為低相位噪聲頻率 轉(zhuǎn)換器，其性能受到各個 PLL 的環(huán)路帶寬以及 VCO/VCXO 的 相位噪聲曲線的影響。
ADIsimCLK™ 仿真工具為確定參考相位噪聲對雙環(huán)路PLL輸出 相位噪聲的影響提供了一種簡便的方法。本例使用ADIsimCLK 來模擬高噪聲參考對AD9523-1 整體相位噪聲的影響。圖 2 所 示為一個仿真 122.88 MHz參考輸入的典型相位噪聲曲線。
圖 2 122.88 MHz 時的參考相位噪聲曲線
PLL1 依賴高性能 VCXO 和低環(huán)路帶寬來衰減參考相位噪聲， 從而允許 VCXO 的相位噪聲占據(jù)主導(dǎo)地位。本例采用一個 Crystek CVHD-950 VCXO來生成與參考輸入相同的輸出頻率。 這幅圖直接比較了 PLL1 輸出端出現(xiàn)的參考相位噪聲量。圖 3 對 Crystek CVHD-950 VCXO 的相位噪聲曲線與參考輸入相位 噪聲進(jìn)行了比較。
圖 3 122.88 MHz 時的 Crystek CVHD-950 相位噪聲曲線
圖 4 和表 1 所示為 ADIsimCLK 配置參數(shù)，這些參數(shù)用來仿真 針對圖 3 所示參考輸入和 PLL1 VCXO 相位噪聲曲線， AD9523-1 的 PLL1 輸出相位噪聲響應(yīng)情況。表 2 所示為 ADIsimCLK 在這些設(shè)置下生成的 PLL1 環(huán)路濾波器值。
圖 4 ADIsimCLK v1.5 中的 AD9523-1 配置
表 1 PLL1配置參數(shù)
表 2 ADIsimCLK產(chǎn)生的 PLL1環(huán)路濾波器元件值
圖5展示的是通過ADIsimCLK生成的PLL1在122.88 MHz條 件下的仿真輸出（實線），以及高噪聲 122.88 MHz 參考頻率 的原始相位噪聲曲線（虛線）。請注意，PLL1 的輸出相位噪 聲遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于原始參考輸入相位噪聲。PLL1 的環(huán)路帶寬會顯著 衰減參考頻率的相位噪聲，使 VCXO 的低相位噪聲曲線可以 在 30 Hz 環(huán)路濾波器截止頻率之后占據(jù)主導(dǎo)地位。如果參考相 位噪聲在全部偏移頻率上都在增加，則輸出相位噪聲將只會隨 PLL1 環(huán)路帶寬而增加。
圖 5 采用高抖動參考頻率的 PLL1 輸出相位噪聲
圖 6 和圖 7 展示的是 AD9523-1 PLL1 輸出，其相位噪聲比 圖 2 中的高噪聲參考頻率分別高出 6 dB 和 12 dB。 在頻偏約 20 kHz 以外，PLL1 的輸出相位噪聲由其環(huán)路設(shè)置和 VCXO 的性能所主導(dǎo)。因此，由于積分范圍始于 20 kHz 失調(diào)，抖 動性能只會略微變化，盡管參考輸入相位噪聲會增加 12 dB。 這是在設(shè)計時使 PLL1 具備低環(huán)路帶寬并使用低相位噪聲 VCXO 帶來的直接結(jié)果。必須使用具有低 KVCO 的低頻、高 性能 VCXO 來形成足夠低的 PLL1 環(huán)路帶寬，以便實現(xiàn)抖動 的清除。
圖 6 采用各種參考頻率的 PLL1 輸出相位噪聲
圖 7 采用各種參考頻率的 PLL1 輸出相位噪聲
PLL1 的低相位噪聲輸出充當(dāng) PLL2 的參考頻率，以形成相位 對齊、頻率更高的輸出。
PLL2含有一個內(nèi)部VCO （其中心頻率為3 GHz）， 最高支持1 GHz 的輸出頻率。為了比較高噪聲輸入?yún)⒖碱l率和AD9523系列器件 的整體相位噪聲，需要在 122.88 MHz 下考察所得到的相位噪聲 （FVCO 除以 24）。注意，PLL2 的輸出一般用于頻率轉(zhuǎn)換或高頻 輸出。表 3 所示為輸入 ADIsimCLK 的 PLL2 配置參數(shù)。表 4 所 示為ADIsimCLK在這些設(shè)置下生成的PLL2環(huán)路濾波器值。
表 3 PLL2配置參數(shù)
表 4 來自 ADIsimCLK的 PLL2環(huán)路濾波器元件值
圖 8 和圖 9 對各參考輸入相位噪聲與通過 ADIsimCLK 仿真得 到的 AD9523-1 輸出相位噪聲結(jié)果進(jìn)行了比較。請注意 10 kHz 和 1 MHz 之間增加的相位噪聲基底。這是因為 PLL2 的內(nèi)部 VCO 相位噪聲的關(guān)系。
圖 8 采用各種參考頻率的 PLL2 輸出相位噪聲
圖 9 采用各種參考頻率的 PLL2 輸出相位噪聲（放大圖）
PLL2 中的內(nèi)部 VCO 相位噪聲在大約頻偏為 5 kHz 之后足夠 高，會開始主導(dǎo)器件的總輸出相位噪聲。在頻偏 5 kHz 區(qū)域之 后，增加的參考相位噪聲對輸出相位噪聲的影響很小。
結(jié)論
PLL1 的抖動清除功能可以防止多數(shù)參考輸入相位噪聲到達(dá) PLL2。高噪聲參考輸入確實會影響近載波相位噪聲（頻偏 10kHz 以下），但器件的總輸出抖動是由器件的性能而非參考頻率的性能所主導(dǎo)的。對于積分抖動計算值處于 12 kHz 至 20 MHz 之間的情況，輸出抖動很可能相同，不受輸入抖動的影 響。真正的性能指標(biāo)不是聲稱雙環(huán)路模擬 PLL 可以衰減多少 抖動，而是它會產(chǎn)生多少抖動。
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