在第二部分中，我們將側重于詳細考察與PLL相關的兩個關 鍵技術規(guī)格：相位噪聲和參考雜散。導致相位噪聲和參考雜 散的原因是什么，如何將其影響降至最低？討論將涉及測量 技術以及這些誤差對系統性能的影響。我們還將考慮輸出漏 電流，舉例說明其在開環(huán)調制方案中的重要意義。

 

振蕩器系統中的噪聲

 

在任何振蕩器設計中，頻率穩(wěn)定性都至關重要。我們需要考 慮長期和短期穩(wěn)定性。長期頻率穩(wěn)定性是關于輸出信號在較 長時間(幾小時、幾天或幾個月)內的變化情況。其通常以一 定時間內的比率f/f來規(guī)定，單位為百分比或dB。

 

圖1. 振蕩器的短期穩(wěn)定性。

 

信號源中的已知時鐘頻率、電力線干擾和混頻器產品都可能 引起離散雜散成分。隨機噪聲波動引起的擴張是相位噪聲造 成的。其可能是有源和無源器件中的熱噪聲、散粒噪聲和/或 閃爍噪聲造成的。

 

電壓控制振蕩器中的相位噪聲

 

在考察PLL系統中的相位噪聲之前，我們先看看電壓控制振 蕩器(VCO)中的相位噪聲。理想的VCO應該沒有相位噪聲。 在頻譜分析儀上看到的輸出應是一條譜線。當然，事實并 非如此。輸出上會有抖動，頻譜分析儀會顯示出相位噪 聲。為了便于理解相位噪聲，請考慮一種相量表示方式， 如圖2所示。

 

圖2. 相位噪聲的相量表示。

 

圖中所示信號的角速度為w_o，峰值幅度為V_SPK。疊加于其上 的誤差信號的角速度為w_m。Δrms表示相位波動的均方根 值，單位為rms度數。

 

在許多無線電系統中，必須符合總積分相位誤差規(guī)格的要求。該總相位誤差由PLL相位誤差、調制器相位誤差和基帶元件導致的相位誤差構成。例如，在GSM中，允許的總相位 誤差為5度rms。

 

Leeson方程

 

Leeson(第6項參考文獻)提出了一項方程，用以描寫VCO中的 不同噪聲組分。

 

 

其中：

 

L_PM為單邊帶相位噪聲密度(dBc/Hz)

F為工作功率水平A(線性)下的器件噪聲系數

k為玻爾茲曼常數，1.38 × 10^-23 J/K

T為溫度(K)

A為振蕩器輸出功率(W)

Q_L為加載的Q(無量綱)

f_o為振蕩器載波頻率

f_m為載波頻率失調

 

要使Leeson方程有效，以下條件必須成立：

 

● f_m,載波頻率失調大于1/f閃爍角頻；

● 已知工作功率水平下的噪聲系數；

● 器件運行呈線性特征；

● Q包括元件損耗、器件加載和緩沖器加載的影響；

● 振蕩器中只使用了一個諧振器。

 

從理論上講，噪聲功率密度由調幅（調相）和調相（調相）分量組成。這意味著總噪聲功率密度是上述的兩倍。然而，在實踐中，PM噪聲占主導地位的頻率接近承運人和AM噪聲占主導地位的頻率有些遠離承運人。

 

圖3. VCO中的相位噪聲與頻率失調的關系。

 

Leeson方程只適用于斷點(f1) 與從"1/f" (更普遍的情況是1/f^gamma) 閃爍噪聲頻率到超過后放大白噪聲將占據主導的頻率點 (f2). 的 躍遷之間的膝部區(qū)域。如圖3所示[gamma = 3]. f₁ 應盡量低；一般 地，它小于1 kHz，而f2則在幾MHz以內。高性能振蕩器要求 使用針對低1/f躍遷頻率而專門選擇的器件。有關如何盡量降 低VCO中相位噪聲的一些指導方針如下：

 

1. 使變容二極管的電壓足夠高(一般在3至3.8 V)

2. 在直流電壓電源上用濾波。

3. 使電感Q盡量高。典型的現成線圈的Q在50至60之間。

4. 選擇一個噪聲系數最小且閃爍頻率低的有源器件。閃爍噪 聲可借助反饋元件降低。

5. 多數有源器件都展現出較寬的U形噪聲系數與偏置電流之 關系曲線。用該信息來為器件選擇最佳工作偏置電流。

6. 使振蕩電路輸出端的平均功率最大化。

7. 在對VCO進行緩沖時，要使用噪聲系數最低的器件。

 

閉環(huán)

 

前面，我們討論了自由運行VCO中的相位噪聲，考慮了降低 該噪聲的方式，接下來，我們將考慮閉環(huán)(見 本系列第一部 分) )對相位噪聲的影響。

 

圖4. PLL相位噪聲的貢獻因素。

 

圖4所示為PLL中的主要相位噪聲貢獻因素。系統傳遞函數可 通過以下等式來描述：

 

 

在下面的討論中，我們將把SREF定義為出現于參考輸入上且在 鑒相器上看到的噪聲。該噪聲取決于參考分頻器電路和主參 考信號的頻譜純度。S_N為出現在頻率輸入端且在鑒相器上看 到的、由反饋分頻器導致的噪聲。S_CP為因鑒相器導致的噪聲 (取決于具體的實現方法)。S_VCO為VCO的相位噪聲，可用前面 提出的方程來描述。

 

輸出端的整體相位噪聲性能取決于上面描述的各項。以均 方根方式對輸出端的所有效應加總，得到系統的總噪聲。 因此：

 

 

其中：

 

S_TOT²為輸出端的總相位噪聲功率。

X²為輸出端因S_N 和 S_REF導致的噪聲功率。

Y²為輸出端因S_CP導致的噪聲功率。

Z²為輸出端因S_VCO導致的噪聲功率。

 

對于PD輸入端的噪聲項S_REF 和 S_N,其運算方式與 S_REF相同，還 要乘以系統的閉環(huán)增益。

 

 

低頻下，在環(huán)路帶寬范圍內，

 

 

高頻下，在環(huán)路帶寬范圍以外，

 

 

鑒相器噪聲 S_CP導致的總輸出噪聲貢獻可通過把S_CP引回PFD的 輸入端來計算。PD輸入端的等效噪聲為S_CP/K_d。然后將其乘 以閉環(huán)增益：

 

 

最后，VCO噪聲 S_VCO對輸出相位噪聲的貢獻可按類似方式計 算得到。這里的正向增益很簡單，就是1。因此，其對輸出噪 聲的貢獻為：

 

 

閉環(huán)響應的正向環(huán)路增益G通常是一個低通函數；在低頻下 非常大，在高頻下則非常小。H為一常數，1/N。因此，以上 表達式的分母為低通，可見S_VCO實際上是由閉環(huán)濾波的高通。

 

針對PLL/VCO中噪聲貢獻因素的類似描述見參考文獻1。前面 提到，閉環(huán)響應是一個低通濾波器，其截止頻率為3-dB，其 中，B_W表示環(huán)路帶寬。對于輸出端小于B_W的頻率失調，輸出 相位噪聲響應中的主導項為X和Y、參考噪聲N(計數器噪聲) 導致的噪聲項和電荷泵噪聲。使S_N和S_REF保持最小，使K_d保 持較大值并使N保持較小值，可以使環(huán)路帶寬B_W中的相位噪 聲最小化。由于N對輸出頻率編程，因此，在降噪方面一般 不予考慮。

 

對于遠遠大于B_W的頻率失調，主導噪聲項為VCO導致的噪聲 項S_VCO.。這是由于環(huán)路對VCO相位噪聲進行高通濾波的關 系。較小的B_W的值最為理想，因為可以最大限度地降低積分 輸出噪聲(相位誤差)。然而，較小的B_W會導致緩慢的瞬態(tài)響 應，并加大環(huán)路帶寬中VCO相位噪聲的影響。因此，環(huán)路帶 寬計算必須權衡瞬態(tài)響應以及總輸出積分相位噪聲。

 

為了展示閉環(huán)對PLL的影響，圖5展示了一個自由運行的VCO 的輸出與一個作為PLL一部分的VCO的輸出相疊加的情況。 請注意，與自由運行VCO相比，PLL的帶內噪聲已經衰減。

 

圖5. 一個自由運行VCO和一個PLL連接VCO上的相位噪聲。

 

相位噪聲測量

 

測量相位噪聲的一種最為常用的方法是使用高頻頻譜分析儀。 圖6為一個典型示例，展示了通過分析儀可以看到的情況。

 

圖6. 相位噪聲定義。

 

借助頻譜分析儀，我們可以測量各單位帶寬的相位波動頻譜 密度。VCO相位噪聲最好在頻域中描述，其中，頻譜密度是 通過測量輸入信號中心頻率任一端的噪聲邊帶獲得的。相位 噪聲功率以分貝為單位，為在偏離載波達給定頻率時相對于 載波(dBc/Hz)的分貝數。以下等式描述了該SSB相位噪聲 (dBc/Hz)。

 

 

圖7. 用頻譜分析儀測量相位噪聲。

 

設在頻譜分析儀后面板連接器上的10-MHz、0-dBm參考振蕩 器具有優(yōu)秀的相位噪聲性能。R分頻器、N分頻器和鑒相器都 是ADF4112頻率合成器的一部分。這些分頻器可通過PC進行 控制，從而按順序編程。頻率和相位噪聲性能可通過頻譜分 析儀觀察。

 

圖8. 頻譜分析儀的典型輸出。

 

圖8所示為一款采用ADF4112 PLL和Murata VCO (MQE520-1880) 的PLL頻率合成器的典型相位噪聲圖。頻率和相位噪聲均在 5-kHz的范圍內測得。所用參考頻率為f_REF = 200 kHz (R = 50)， 輸出頻率為1880 MHz (N = 9400)。如果這是一款理想的PLL頻 率合成器，則會顯示一個離散信號音升至頻譜分析儀噪底之 上。這里展示的正是該信號音，其中，相位噪聲由環(huán)路元件 所致。選擇的環(huán)路濾波器值旨在使環(huán)路帶寬達20 kHz左右。相位噪 聲中與低于環(huán)路帶寬的頻率失調相對應的平坦部分實際上是 “閉環(huán)”部分用X²和Y²描述的相位噪聲，適用于f處于環(huán)路帶 寬范圍內的情況。其額定失調為1-kHz。實測值，即1-Hz帶 寬范圍內的相位噪聲功率為–85.86 dBc/Hz。它包括以下組成 部分：

 

● 1-kHz失調條件下，載波與邊帶噪聲(單位：dBc)之間的相 對功率。

● 頻譜分析儀顯示特定分辨率帶寬(RBW)的功率。圖中使用 的是10-Hz RBW。要在1-Hz帶寬范圍內表示該功率，必須 從(1)所得結果中減去10log(RBW)。

● 必須把考慮了RBW實現方法、對數顯示模式和檢波器特征 的校正系數加到(2)所得結果中。

● 對于HP 8561E，可使用標記噪聲函數MKR NOISE快速測量 相位噪聲。該函數考慮了上述三個因素并以dBc/Hz為單位 顯示相位噪聲。

 

以上的相位噪聲測量值為VCO輸出端的總輸出相位噪聲。如 果我們要估算PLL器件的貢獻(鑒相器、 R&N 分頻器和鑒相器 增益常數導致的噪聲)，則必須將結果除以N²(或者從以上結 果中減去20×logN )。結果得到相位噪底[-85.86 - 20×log(9400)] = -165.3 dBc/Hz.

 

參考雜散

 

在整數N PLL(其中，輸出頻率為參考輸入的整數倍)中，導致 參考雜散的原因是，電荷泵以參考頻率速率持續(xù)更新。我們再來看看本系列第一部分 中討論過的基本PLL模型。該模型 在這里重復如圖9所示。

 

圖9. 基本PLL模型。

 

當PLL鎖定時，PFD的相位和頻率輸出(f_REF和f_N)實際上是相等 的，并且在理論上，PFD無輸出。然而，這可能導致一些問 題(留待本系列第三部分討論)，因此，PFD在設計上應使得其 處于鎖定狀態(tài)時，來自電荷泵的典型電流脈沖如圖10所示。

 

圖10. 來自PFD電荷泵的輸出電流脈沖。

 

盡管這些脈沖具有極窄的寬度，但它們的存在意味著驅動 VCO的直流電壓是由頻率為f_REF的信號進行調制的。這會在 RF輸出中產生參考雜散，且發(fā)生的失調頻率為f_REF的整數倍 數?？梢杂妙l譜分析儀來檢測參考雜散。只需把范圍增至 參考頻率的兩倍以上即可。典型曲線圖如圖11所示。本例 中，參考頻率為200 kHz；顯然，圖中參考雜散發(fā)生于RF輸出 1880 MHz± 200 kHz的范圍內。這些雜散的電平為–90 dB。如 果把范圍增至參考頻率的四倍以上，則在(2 × f_REF)時也可看 到雜散。 電

 

圖11. 輸出頻譜中的參考雜散。

 

電荷泵漏電流

 

當把頻率合成器的CP輸出編程為高阻抗狀態(tài)時，理論上，不 會有漏電流流動。實際上，在某些應用中，漏電流的大小會 影響到系統的整體性能。例如，考慮這樣一種應用，其中， 開環(huán)模式使用一個PLL來實現頻率調制——這是一種簡單而經 濟的高頻方法，比閉環(huán)模式支持更高的數據速率。對于FM來 說，盡管閉環(huán)法確實有效，但數據速率卻受環(huán)路帶寬的限制。一種采用開環(huán)調制的系統是歐洲無繩電話系統DECT。輸 出載波頻率范圍為1.77 GHz至1.90 GHz，數據速率較高，達 1.152 Mbps。

 

圖12. 開環(huán)調制框圖。

 

開環(huán)調制的框圖如圖12所示。工作原理如下：開始時，環(huán)路 閉合以鎖定RF輸出，f_OUT = N f_REF。調制信號被開啟，開始時， 調制信號只是調制的直流均值。然后，把頻率合成器的CP輸 出置于高阻抗模式，從而斷開環(huán)路，同時將調制數據饋入高 斯濾波器。然后，調制電壓出現在VCO，并乘以KV。當數據 突發(fā)結束時，環(huán)路返回閉環(huán)工作模式。

 

由于VCO通常具有高靈敏度(典型值在20至80 MHz/V之間)， 因此，在VCO之前的任何小電壓漂移都會導致輸出載波頻率 漂移。在高阻抗模式下，該電壓漂移以及由此導致的系統頻 率漂移直接取決于電荷泵CP的漏電流。該漏電流會導致環(huán)路 電容充電或放電，具體取決于漏電流的極性。例如，1 nA的漏 電流會導致環(huán)路電容(如1000 pF)上的電壓充電或放電dV/dt = I/C(本例中為1 V/s)。這又會導致VCO漂移。因此，如果環(huán)路斷 開1 ms且VCO的KV為50 MHz/V，則1-nA漏電流在1000-pF環(huán)路 電容中導致的頻率漂移為50 kHz。事實上，DECT突發(fā)脈沖一 般較短(0.5 ms)，因此，對于本例中所使用的環(huán)路電容和漏電 流，漂移實際上會更小。然而，這的確可以證明電荷泵漏電 流在這類應用中的重要性。

 

接收器靈敏度

 

<p接收器靈敏度指定接收器對弱編號的響應能力。數字接收器> </p接收器靈敏度指定接收器對弱編號的響應能力。數字接收器>

LO中的寬帶噪聲會提高IF噪聲水平，從而降低總噪聲系數。 例如，F_LO + F_IF條件下的寬帶相位噪聲會在F_IF下產生噪聲積。 這會對接收器靈敏度造成直接影響。該寬帶相位噪聲主要取 決于VCO相位噪聲。

 

LO中的近載波相位噪聲也會影響到靈敏度。顯然，接近_FLO 的 任何噪聲都會產生接近FIF的噪聲積，并直接影響靈敏度。

 

接收器選擇性

 

<p接收器靈敏度指定接收器對弱編號的響應能力。數字接收器> <p接收器靈敏度指定接收器對目標接收通道鄰道做出響應的傾>

 

圖13. 鄰道干擾。

 

</p接收器靈敏度指定接收器對目標接收通道鄰道做出響應的傾></p接收器靈敏度指定接收器對弱編號的響應能力。數字接收器>

結論

 

在本系列的第二部分中，我們討論了與PLL頻率合成器相關 的部分重要技術規(guī)格，介紹了相應的測量技術，并展示了一 些結果示例。另外，我們還簡要討論了相位噪聲、參考雜散 和漏電流對系統的影響。

 

在本系列的最后一部分 中，我們將考察PLL頻率合成器的構 建模塊。此外，還將對PLL的整數N和小數N架構進行比較。

 

參考電路

 

1. Mini-Circuits Corporation公司，VCO設計師手冊, 1996年。

2. L.W. Couch, 數字與模擬通信系統, Macmillan Publishing Company, New York, 1990年。

3. P. Vizmuller, RF設計指南, Artech House, 1995年。

4. R.L. Best, Phase Locked Loops: 鎖相環(huán)：設計、仿真與應 用, 第3版, McGraw-Hill, 1997年。

5. D.E. Fague, "無繩通信系統中的VCO開環(huán)調制", RF設 計,1994年7月。

6. D.B. Leeson, "反饋振蕩器噪聲頻譜簡化模型", IEEE會 刊, 第42卷，1965年2月，第329–330頁。

 

致謝

 

筆者希望借此機會向利默里克ADI通用RF應用部門的Brendan Daly表示誠摯的謝意，他提供了相位噪聲和參考雜散的曲 線圖。

 

 

推薦閱讀：