表2總結(jié)了在輸入耦合和電源的各種組合方式下最常用的ADC驅(qū)動(dòng)器輸入級(jí)電路類型。然而，這些選擇未必總是最好的，應(yīng)該對(duì)每個(gè)系統(tǒng)進(jìn)行具體分析。

 

表2：耦合和輸入級(jí)電路選項(xiàng)

 

輸出擺幅

 

為了最大化ADC的動(dòng)態(tài)范圍，應(yīng)該將它驅(qū)動(dòng)到滿輸入范圍。但需要注意：將ADC驅(qū)動(dòng)得太厲害可能有損輸入電路，而驅(qū)動(dòng)不夠的話又會(huì)降 低分辨率。將ADC驅(qū)動(dòng)到滿輸入范圍并不意味著放大器輸出幅度必須達(dá)到最大。差分輸出的一個(gè)主要好處是每個(gè)輸出幅度只需達(dá)到傳 統(tǒng)單端輸出的一半。驅(qū)動(dòng)器輸出可以遠(yuǎn)離電源軌，從而減少失真。不過對(duì)單端驅(qū)動(dòng)器來說沒有這個(gè)好處。當(dāng)驅(qū)動(dòng)器輸出電壓接近電壓軌時(shí)，放大器將損失線性度，并引入失真。

 

對(duì)于對(duì)每一毫伏的輸出電壓都有要求的應(yīng)用來說，表1顯示相當(dāng)多的ADC驅(qū)動(dòng)器能夠提供軌到軌輸出，其典型富余量從幾毫伏到幾百毫伏不等，具體取決于負(fù)載

 

圖 13：采用5V電源的ADA4932在各種頻率下的諧波失真與VOCM的關(guān)系。

 

圖13是 ADA4932在各種頻率下的諧波失真與 VOCM的關(guān)系圖，是典型輸出擺幅在每個(gè)軌1.2V內(nèi)（富余量確定的。輸出擺幅是信號(hào)的VOCM與VPEAK之和(1V )。值得注意的是，失真在2.8V 以上（3.8 VPEAK或5V往下1.2V）開始迅速增加。在低端，失真在2.2V (-1 VPEAK)時(shí)仍很低。同樣的現(xiàn)象還將出現(xiàn)在帶寬和壓擺率的討論中。

 

噪聲

 

ADC的非理想特性包括量化噪聲、電子或隨機(jī)噪聲和諧波失真。在大多數(shù)應(yīng)用中重要的一點(diǎn)是，噪聲通常是寬帶系統(tǒng)中最重要的性能指標(biāo)。

 

所有ADC內(nèi)部都存在量化噪聲，并且取決于位數(shù)n，n越大量化噪聲就越小。因?yàn)榧词?quot;理想"轉(zhuǎn)換器也有量化 噪聲，因此量化噪聲可以用作比較隨機(jī)噪聲和諧波失真的基準(zhǔn)。ADC驅(qū)動(dòng)器的輸出噪聲應(yīng)該接近或低于ADC的隨機(jī)噪聲和失真。下面先討論 ADC噪聲和失真的特征，然后介紹如何衡量ADC驅(qū)動(dòng)器噪聲與ADC性能之間的關(guān)系。

 

量化噪聲產(chǎn)生的原因是ADC將具有無限分辨率的模擬信號(hào)量化成有限數(shù)量的離散值。n位ADC有2n個(gè)二進(jìn)制值。兩個(gè)相鄰值之間的差代 表了可以分辨的最小差值，這個(gè)差值被稱為量化等級(jí)的最低有效位(L S B)，或q。因此一個(gè)量化等級(jí)等于轉(zhuǎn)換器量程的1/2n。如果一個(gè)不 斷變化的電壓經(jīng)過一個(gè)完美的n位ADC轉(zhuǎn)換，然后轉(zhuǎn)換回模擬信號(hào)，再?gòu)腁DC輸入中減去這個(gè)信號(hào)，那么差值看起來就像噪聲。它有一個(gè) 公式21計(jì)算所得有效值(rms)：

 

   (21)

 

從這里可以得出n位ADC在其奈奎斯待帶寬上的信號(hào)與量化噪聲比的對(duì)數(shù)(dB)公式22，這也是n位轉(zhuǎn)換器所能取得的最佳信噪比(SNR)。

 

ADC中的隨機(jī)噪聲 包含了熱噪聲、散粒噪聲和閃爍噪聲，一般要大于量化噪聲。由于ADC的非線性產(chǎn)生的 諧波失真會(huì)在輸出信號(hào)中產(chǎn)生 與輸入信號(hào)諧波有關(guān)的有害信號(hào)。 總的諧波失真和噪聲 (THD + N)是一個(gè)重要的ADC性能參數(shù)，它衡量了電子噪聲和諧波失真與接近ADC滿 量程輸入范圍的模擬輸入信號(hào)之間的關(guān)系。電子噪聲積分的帶寬包括了所要考慮的最后一個(gè)諧波頻率。THD中的"T"（ttotal，總和）包括了前五個(gè)諧波失真分量，是連同噪聲一起的和的平方根，見公式23。

 

   (22)

 

   (23)

 

公式23中的v1是輸入信號(hào)，v2到v6是前五個(gè)諧波失真分量， vn是ADC的電子噪聲。

 

T HD+噪聲）的倒數(shù)被稱為信號(hào)與噪聲失真比，簡(jiǎn)稱SINAD，通常用dB表示，見公式24。

 

   (24)

 

如果SINAD被信號(hào)與量化噪聲比代替（公式22），我們就能定義轉(zhuǎn)換器具有的有效位數(shù)(ENOB)，前提是這個(gè)轉(zhuǎn)換器的信號(hào)與量化噪聲比與SINAD相同（公式25）。

 

   (25)

 

ENOB也能用SINAD項(xiàng)表達(dá)，見公式26。

 

   (26)

 

ENOB可以用來比較ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲性能和ADC的噪聲性能，進(jìn)而判斷是否適合驅(qū)動(dòng)這個(gè)ADC。圖14是一個(gè)差分ADC噪聲模型。

 

圖 14：差分ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲模型

 

公式27表明了通常情況下當(dāng) β1 = β2 ≡ β時(shí)，八個(gè)噪聲源中每個(gè)源對(duì)總輸出噪聲密度的貢獻(xiàn)。

 

   (27)

 

總輸出噪聲電壓密度vno, dm是通過計(jì)算這些分量的和平方根得到的。將這些公式輸入電子表格是計(jì)算總輸出噪聲電壓密度的最好方式。 ADI公司網(wǎng)站上還新推出了ADI差分放大器計(jì)算器（參考文獻(xiàn)3），用它能快速計(jì)算噪聲、增益和差分ADC驅(qū)動(dòng)器的其它參數(shù)值。

 

現(xiàn)在可以將ADC驅(qū)動(dòng)器的噪聲性能與ADC的ENOB作一比較。描述這一過程的例子是為采用5V電源工作的 AD9445 ADC選擇和評(píng)估一款增益為2、2V 滿量程輸入的差分驅(qū)動(dòng)器。它能處理用一個(gè)單極點(diǎn)濾波器限制、占用50M H z(-3d B)帶寬的直接耦合寬帶信號(hào)。從數(shù)據(jù)手冊(cè)中記載的各種條件下的 ENOB參數(shù)列表中可以發(fā)現(xiàn)：對(duì)應(yīng)50MHz的奈奎斯特帶寬，ENOB=12位。

 

ADA4939 是一款能夠被直接耦合的高性能寬帶差分ADC驅(qū)動(dòng)器。在 噪聲性能方面它是驅(qū)動(dòng)AD9445的合適產(chǎn)品嗎？A DA4939數(shù)據(jù)手冊(cè)針對(duì)近似為2的差分增益推薦的RF=402?、RG=200?，數(shù)據(jù)手冊(cè)給出的 這種情況下的總輸出電壓噪聲密度為9.7nV/Hz。

 

首先計(jì)算給定恒定輸入噪聲功率譜密度下的系統(tǒng)噪聲帶寬BN，它是輸出與決定系統(tǒng)帶寬的實(shí)際濾波器相同噪聲功率的等效矩形低通濾波器的帶寬。對(duì)于一個(gè)單極濾波，BN等于π/2乘以3dB帶寬，如公式28所示。

 

   (28)

 

然后在系統(tǒng)帶寬的平方根內(nèi)對(duì)噪聲密度進(jìn)行積分，得到輸出噪聲有效值（公式29）。

 

   (29)

 

假定噪聲幅度呈高斯分布，那么峰峰值噪聲的計(jì)算可以使用常見的±3σ門限（在99.7%的時(shí)間內(nèi)噪聲電壓擺幅位于這些門限之間），見公式30：

 

   (30)

 

現(xiàn)在可以在12位ENOB、2V滿量程輸入范圍基礎(chǔ)上對(duì)驅(qū)動(dòng)器的峰峰輸出噪聲和AD9445 LSB的1 LSB電壓進(jìn)行比較，其中LSB的計(jì)算見公式31。

 

   (31)

 

相對(duì)于12位ENOB，驅(qū)動(dòng)器的峰峰輸出噪聲與ADC的LSB具有可比性。因此從噪聲角度看，A DA4939驅(qū)動(dòng)器非常適合這種應(yīng)用。最終還必須通過搭建和測(cè)試驅(qū)動(dòng)器/ADC組合作出決定。

 

電源電壓

 

考慮電源電壓和電流是縮小ADC驅(qū)動(dòng)器選擇范圍的快速途徑。表1提供了不同電源電壓下ADC驅(qū)動(dòng)器性能的快速查找表。電源電壓會(huì)影響帶寬、信號(hào)擺幅和ICMVR 。衡量這些指標(biāo)并進(jìn)行反復(fù)權(quán)衡對(duì)差分放大器的選擇而言至關(guān)重要。

 

電源抑制 (PSR)是另外一個(gè)重要的參數(shù)。作為放大器輸入的電源引腳的作用經(jīng)常被人忽視。電源線上或耦合進(jìn)電源線的任何噪聲對(duì)輸出信號(hào)都有潛在的破壞作用。

 

考慮ADA4937-1的電源線上存在60MHz、50mVp-p的噪聲這樣一個(gè)例子。它的PSR在50MHz時(shí)是-70dB，這意味著電源線上的噪聲在放大器 輸出端將被減少到約16μV。在1V滿量程輸入的16位系統(tǒng)中，1 LSB是15.3μV，因此電源線上的這個(gè)噪聲將"淹沒"LSB。

 

這種情況可以通過增加串聯(lián)表貼鐵氧體磁珠L(zhǎng)1/ L 2和并聯(lián)旁路電容C1/C2（圖15）加以改進(jìn)。

 

圖 15：電源旁路電路

 

在50MHz時(shí)，磁珠的阻抗是60?，10nF(0.01μF)電容的阻抗是0.32?，由這兩種元件組成的衰減器可以提供45.5dB的衰減（公式32）

 

   (32)

 

上述分壓式衰減加上-70d B的PSR總共可提供115d B的抑制效果，因而可將噪聲減小到遠(yuǎn)低于1 LSB的90nVp-p左右。

 

諧波失真

 

頻域中的低諧波失真在窄帶和寬帶系統(tǒng)中都很重要。驅(qū)動(dòng)器中的非線性會(huì)在放大器輸出端產(chǎn)生單頻諧波失真和多頻互調(diào)失真。

 

在噪聲分析例子中使用的方法可以同樣應(yīng)用于失真分析，即對(duì)ADA4939的諧波失真與2V滿量程輸出時(shí)AD 94 45 12位ENOB的1 LSB進(jìn)行比較。一個(gè)ENOB LSB在噪聲分析中代表488μV。

 

The distortion data in the ADA4939 specification table is given for a gain of 2, comparing 2nd and 3rd harmonics at various frequencies. Table 3 shows the harmonic distortion data for a gain of 2 and differential output swing of 2 V p-p.

 

表3：ADA4939的二次和三次諧波失真

 

這些數(shù)據(jù)表明，諧波失真隨頻率增加而增加，并且在感興趣帶寬(50M Hz)內(nèi)二次諧波失真要比三次諧波失真糟糕。在比感興趣頻率更 高的頻率點(diǎn)的諧波失真值較高，因此它們的幅度可能被系統(tǒng)頻帶限制功能所降低。如果系統(tǒng)有一個(gè)50MHz的磚墻式濾波器，那么就只需要考慮超過25MHz 的頻率點(diǎn)，因?yàn)楦哳l率的所有諧波將被濾波器濾除。盡管如此，我們還是要評(píng)估頻率最高為50MHz的系統(tǒng)，因?yàn)槟?前的所有濾波器對(duì)諧波的抑制可能都不夠，失真分量可能混疊回信號(hào)帶寬內(nèi)。圖16給出了ADA4939在各種電源電壓和2Vp-p輸出時(shí)的諧波失真與頻率的關(guān)系。

 

圖 16：諧波失真與頻率的關(guān)系

 

50MHz時(shí)的二次諧波失真相對(duì)于2Vp-p輸入信號(hào)來說大約是-88dBc。為了比較諧波失真水平和1 ENOB LSB，這個(gè)諧波失真值必須被轉(zhuǎn)換成電壓值，如公式33所示。

 

   (33)

 

這個(gè)失真值只有80μVp-p，或1 ENOB LSB的16%。因此，從失真的角度看，可以認(rèn)為ADA4939是AD9445 ADC驅(qū)動(dòng)器的很好選擇。

 

由于ADC驅(qū)動(dòng)器是負(fù)反饋放大器，輸出失真取決于放大器電路中的環(huán)路增益值。負(fù)反饋放大器固有的開環(huán)失真將被減少 1/(1+L G)倍，其中LG代表可用環(huán)路增益。

 

放大器的輸入（誤差電壓）被乘以一個(gè)大的前向電壓增益A(s)，然后通過反饋系數(shù)β傳送到輸入端，再通過調(diào)整輸出使誤差最小。這樣， 這類放大器的環(huán)路增益為A(s)×β。隨著環(huán)路增益（A(s), β或兩者）的降低，諧波失真將增加。電壓反饋放大器，如積分器，被設(shè)計(jì)在直流 和低頻率處具有大的A(s)，然后隨著1/f在規(guī)定高頻點(diǎn)趨向于1而發(fā)生滾降。隨著A(s)的滾降，環(huán)路增益下降，失真增加。因此諧波失真參數(shù)是A(s)的倒數(shù)。

 

電流反饋放大器將誤差電流用作反饋信號(hào)。誤差電流被乘以一個(gè)大的前向互阻T(s)而轉(zhuǎn)換成輸出電壓，然后通過反饋系數(shù) 1/R F將輸出電壓轉(zhuǎn)換成反饋電流，以便使輸入誤差電流最小。因此理想的電流反 饋放大器的環(huán)路增益是 T(s) × (1/RF) = T(s)/RF。 同 A(s)一樣, T(s)也有一個(gè) 大的直流值，并隨著頻率的增加而滾降，從而降低環(huán)路增益，增加諧波失真。

 

環(huán)路增益還直接取決于反饋系數(shù)1/RF。理想電流反饋放大器的環(huán)路增益并不取決于閉環(huán)電壓增益，因此諧波性能不會(huì)隨著閉環(huán)增益 的增加而下降。在實(shí)際的電流反饋放大器中，環(huán)路增益確實(shí)某種程度上取決于閉環(huán)增益，但不會(huì)達(dá)到電壓反饋放大器中那樣的程度。 因此對(duì)于高閉環(huán)增益和低失真的應(yīng)用來說，電流反饋放大器，比如 ADA4927, 是比電壓反饋放大器更好的選擇。從圖17可以看出隨著閉環(huán)增益的增加失真性能保持得有多好。

 

圖 17：失真與頻率和增益的關(guān)系

 

帶寬和壓擺率

 

帶寬和壓擺率在ADC驅(qū)動(dòng)器應(yīng)用中特別重要。一般情況下，器件的帶寬是指小信號(hào)帶寬，而壓擺率衡量的是大信號(hào)擺幅時(shí)放大器輸出端的最大變化率。

 

EUBW（有效可用帶寬） , 一 個(gè)類似于ENOB（有效位數(shù)）的首字母縮略詞，用于描述帶寬。許多ADC驅(qū)動(dòng)器和運(yùn)放自稱有很寬的帶寬指標(biāo)， 但并不是所有帶寬都是可用的。例如，-3dB帶寬是測(cè)量帶寬的一種傳統(tǒng)方法，但它并不意味著所有帶寬是可用的。-3dB帶寬的幅度和 相位誤差的使用比實(shí)際"截止"頻率要早十年。那么什么是放大器的EUBW？如何確定它的大小？確定可用帶寬的一個(gè)極好方法是查詢數(shù)據(jù)手冊(cè)上的失真圖。

 

圖18表明，為了使二次和三次諧波保持大于-80dBc，這個(gè)ADC驅(qū)動(dòng)器不應(yīng)用于超過60MHz的頻率。由于每個(gè)應(yīng)用都不盡相同，系統(tǒng)要求將 成為具有足夠帶寬和足夠失真性能的合適驅(qū)動(dòng)器的選擇準(zhǔn)則。

 

圖 18：ADA4937電流反饋型ADC驅(qū)動(dòng)器的失真曲線

 

壓擺率，一種大信號(hào)參數(shù)，指的是放大器輸出在沒有過高失真的情況下能夠跟蹤輸入的最大變化率。以壓擺率考慮正弦波輸出

 

   (34)

 

公式34在過零點(diǎn)的導(dǎo)數(shù)（變化率）即最大變化率，它等于：

 

   (35)

 

其中 dv/dt max是壓擺率，Vp是峰值電壓，f等于滿功率帶寬(FPBW)。推算FPBW：

 

   (36)

 

因此，在選擇ADC驅(qū)動(dòng)器時(shí)，重點(diǎn)要考慮增益、帶寬和壓擺率(FPBW)，以確定放大器是否足夠滿足應(yīng)用要求。

 

穩(wěn)定性

 

關(guān)于差分ADC驅(qū)動(dòng)器的穩(wěn)定性考慮與運(yùn)放是一樣的，關(guān)鍵參數(shù)是相位余量。雖然特定放大器配置的相位余量可以從數(shù)據(jù)手冊(cè)中獲取， 但在實(shí)際系統(tǒng)中由于PCB版圖中的寄生效應(yīng)這個(gè)相位余量會(huì)有顯著降低。

 

負(fù)電壓反饋放大器的穩(wěn)定性取決于其環(huán)路增益的大小和符號(hào)， A(s) × β. 差分ADC驅(qū)動(dòng)器要比典型的運(yùn)放電路稍微復(fù)雜一點(diǎn)，因?yàn)樗?有兩個(gè)反饋系數(shù)。在公式7和公式8的分母中可以見到環(huán)路增益。公式37提供了在反饋系數(shù)不匹配(β1 ≠ β2)情況下的環(huán)路增益。

 

   (37)

 

當(dāng)反饋系數(shù)不匹配時(shí)，有效反饋系數(shù)是兩個(gè)反饋系數(shù)的簡(jiǎn)單平均值。當(dāng)它們匹配并被定義為β時(shí)，環(huán)路增益可以簡(jiǎn)化為 A(s) × β.

 

要想使反饋放大器穩(wěn)定，其環(huán)路增益不允許等于-1（相當(dāng)于相位偏移-180°、幅度為1）。對(duì)于電壓反饋放大器來說，其開環(huán)增益頻率圖上環(huán)路增益 值等于1（即0dB）的點(diǎn)正是A(s)值等于反饋系數(shù)倒數(shù)的地方。對(duì)于基本的放大器應(yīng)用，反饋是純阻性的，在反饋環(huán)路中不會(huì)引入 相位偏移。在反饋系數(shù)匹配的情況下，與頻率無關(guān)的反饋系數(shù)倒數(shù) 1 + RF/RG通常被稱為噪聲增益。 如果將以 dB為單位的恒定噪聲增益與開環(huán)增益A(s)繪制在同一張圖上，那么兩條曲線的交叉點(diǎn)就是環(huán)路增益為1或0dB的地方。在這個(gè)頻率點(diǎn)的A(s) 相位與-180°之間的差值被定義為相位余量。為了穩(wěn)定工作，這個(gè)相位余量應(yīng)大于或等于45°。圖19給出了 RF/RG = 1 （噪聲增益 =2）時(shí)A DA4932的單位環(huán)路增益點(diǎn)和相位余量。

 

圖19：ADA4932開環(huán)增益幅度和相位與頻率的關(guān)系

 

進(jìn)一步觀察圖19可以發(fā)現(xiàn)，A DA4932在噪聲增益為1（每個(gè)環(huán)路中100%反饋）時(shí)有約50°的相位余量。雖然讓ADC驅(qū)動(dòng)器工作在零增益有點(diǎn)不切實(shí)際，但這一結(jié)果表明，A DA4932可以穩(wěn)定工作在小數(shù)差分增益(如RF/RG=0.25，噪聲增益=1.25 )。并不是所有差 分ADC驅(qū)動(dòng)器都能這樣。最小穩(wěn)定增益可以在所有ADC驅(qū)動(dòng)器的數(shù)據(jù)手冊(cè)中找到。

 

電流反饋ADC驅(qū)動(dòng)器的相位增益同樣可以從開環(huán)響應(yīng)中判斷。電流反饋放大器不再使用前向增益A(s)，而是 使 用前向互阻T(s)，并 將誤 差電流用作反饋信號(hào)。帶匹配反饋電阻的電流反饋驅(qū)動(dòng)器的環(huán)路增益等于T(s)/RF，因此電流反饋放大器環(huán)路增益幅度在T(s)=RF時(shí)等于1（即0dB）。這個(gè)點(diǎn)在開環(huán)互阻和相位圖上很容易找到，定位方法與電壓反饋放大器相同。注意，繪制電阻與1k?的比值能使阻值表示在對(duì)數(shù)圖上。圖20給出了RF=300時(shí)A DA4927電流反饋差分ADC驅(qū)動(dòng)器的單位環(huán)路增益點(diǎn)和相位余量。

 

圖20：ADA4927開環(huán)增益幅度和相位與頻率的關(guān)系

 

300 ?反饋電阻水平線與互阻幅度曲線的交叉點(diǎn)是環(huán)路增益為0dB的地方。在 這個(gè)頻率點(diǎn)，T(s)的相位接近-13 5°，因此 有45°的相位余量。相位余量和穩(wěn)定性隨RF的增加而增加，隨RF的減小而減小。電流反饋放大器應(yīng)始終使用具有足夠相位余量的純電阻反饋

 

PCB版圖

 

在穩(wěn)定的ADC驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)好后，還必須在PCB上實(shí)現(xiàn)。由于電路板存在寄生成分，總是會(huì)損失一些相位余量，因此電路板的寄生效應(yīng)必 須保持最小，其中特別要關(guān)注的是負(fù)載電容、反饋環(huán)路電感和求和節(jié)點(diǎn)電容。每種寄生電抗都會(huì)給反饋環(huán)路增加遲滯性相位偏移，從而減小相位余量。由于 PCB版圖設(shè)計(jì)不良可能導(dǎo)致20°以上的相位余量損失。

 

在使用電壓反饋放大器時(shí)最好使用盡可能小的RF，以便最小化由 RF和求和節(jié)點(diǎn)電容組成的極點(diǎn)引起的相位偏移。如果要求使用大的RF，寄生電容可以用跨接每個(gè)反饋電阻的小電容CF進(jìn)行補(bǔ)償，對(duì)CF的要求是RFCF等于RG乘以求和節(jié)點(diǎn)電容。

 

PCB版圖是設(shè)計(jì)中最后的必要步驟之一。遺憾的是，它也是設(shè)計(jì)中最容易被忽視的步驟之一，即使性能高度依賴于版圖設(shè)計(jì)的高速電路 也是如此。馬虎或拙劣的版圖設(shè)計(jì)可能降低一個(gè)高性能設(shè)計(jì)的性能，甚至使它不能工作。雖然本文無法涵蓋正確高速PCB 設(shè)計(jì)的所有方面，但還是要介紹一些關(guān)鍵點(diǎn)。

 

寄生成分將損害高速電路的性能。寄生電容是由元器件的焊盤、走線、地平面或電源平面引起的。沒有地平面的長(zhǎng)走線將形成寄生電 感，進(jìn)而導(dǎo)致瞬態(tài)響應(yīng)中的振鈴和其它不穩(wěn)定現(xiàn)象。寄生電容在放大器的求和節(jié)點(diǎn)處特別危險(xiǎn)，因?yàn)樗鼤?huì)在反饋響應(yīng)中引入一個(gè)極點(diǎn)， 造成尖峰和不穩(wěn)定。一種解決方案是確保ADC驅(qū)動(dòng)器安裝和反饋元件焊盤下方區(qū)域的所有電路板層都是干凈的地和電源平面。

 

要使有害寄生電抗最小，首先要使所有走線盡可能短。RF-4印制板的外層50?走線產(chǎn)生的寄生參數(shù)大約為2.8p F/英寸和7n H/英寸。內(nèi)層50?走線的寄生電抗將在此基礎(chǔ)上增加約30%。還要確保在長(zhǎng)走線下方有地平面，以使走線電感最小。保持短小的走線有助于減小寄生電容和寄生電感—并保持設(shè)計(jì)的完整性。

 

電源旁路是版圖設(shè)計(jì)中另一個(gè)重要的考慮因素。確保電源旁路電容和VOCM旁路電容盡可能靠近放大器引腳放置。另外，在電源上使用 多個(gè)旁路電容有助于確保為寬帶噪聲提供低阻抗路徑。圖21給出了一個(gè)帶旁路和輸出低通濾波器的典型差分放大器原理圖。低通濾波 器用于限制進(jìn)入ADC的帶寬和噪聲。理想情況下，電源旁路電容回路靠近負(fù)載回路，這有助于減小地平面中的環(huán)流，從而改善ADC驅(qū)動(dòng) 器性能（圖22a和圖22b）。

 

圖21 ：帶電源旁路電路和輸出低通濾波器的ADC驅(qū)動(dòng)器

 

使用地平面和一般的接地技巧是一個(gè)具體而復(fù)雜的課題，不在本文討論的范圍之內(nèi)。不過有幾個(gè)要點(diǎn)需要指出，見圖22a和圖22b。首先，只在一個(gè)點(diǎn)將模擬和數(shù)字地連接在一起，記住只是單點(diǎn)接地。這樣做可以使地平面中模擬和數(shù)字電流的交互作用最小，而這種交互最終將導(dǎo)致系統(tǒng)中產(chǎn)生"噪聲"。另外，要將模擬電源終接到模擬電源 平面，數(shù)字電源終接到數(shù)字電源平面。對(duì)于混合信號(hào)IC，要將模擬回路終接到模擬地平面，將數(shù)字地回路終接到數(shù)字地平面。

 

圖23：混合信號(hào)的接地方式

 

Figure 23. Mixed-signal grounding.

 

有關(guān)高速PCB版圖設(shè)計(jì)的詳細(xì)討論請(qǐng)參考 A Practical Guide to High-Speed Printed-Circuit-Board Layout3 。

 

我們希望當(dāng)您用ADC驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行設(shè)計(jì)時(shí)這里提供的材料有助于您更加全面地考慮眾多必要因素。理解差分放大器—并在項(xiàng)目開始時(shí)就留意ADC驅(qū)動(dòng)器設(shè)計(jì)的細(xì)節(jié)—將使設(shè)計(jì)過程中發(fā)生的問題最少，并使您遠(yuǎn)離ADC驅(qū)動(dòng)器故障。

 

參考電路

 

¹有關(guān)ADI公司的所有器件信息，請(qǐng)?jiān)L問 www.analog.com.

 

²www.analog.com/en/design-center/interactive-design-tools/adi-diffampcalc.html.

 

³www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/high-speed-printed-circuit-board-layout.html.

 

 

推薦閱讀：