在本文第一部分 《數(shù)字下變頻器的發(fā)展和更新——第一部分》 中，我們討論了在更高頻率的RF頻段中進行頻率采樣的行業(yè)趨勢以及數(shù)字下變頻器(DDC)如何支持此類無線電架構(gòu)。文中對AD9680系列產(chǎn)品所含DDC的幾個技術(shù)方面進行了探討。其中一個方面就是，更高的輸入采樣帶寬允許無線電架構(gòu)在更高的RF頻率下直接采樣，并將輸入信號直接轉(zhuǎn)換為基帶。DDC可使RF采樣ADC對此類信號進行數(shù)字化，而無需處理大量的數(shù)據(jù)吞吐量。DDC中的調(diào)諧和抽取濾波機制可以用來調(diào)整輸入頻帶和濾除干擾頻率。

 

在第一部分中我們分析了一個示例，利用DDC中的NCO和抽取濾波來觀察DDC中頻率折疊和轉(zhuǎn)換效果的影響?，F(xiàn)在我們進一步分析抽取濾波，以及ADC混疊如何影響抽取濾波的有效響應(yīng)。同樣，我們將以AD9680 為例進行討論。我們對抽取濾波器響應(yīng)進行了歸一化，使其便于查看和理解，并且可應(yīng)用于每個速度等級。抽取濾波器響應(yīng)僅與采樣速率成比例。本文的濾波器響應(yīng)圖并沒有確切具體地提供插入損耗與頻率之間的關(guān)系，而是形象地描繪了該濾波器的近似響應(yīng)情況。通過這些示例可以更好地了解抽取濾波器響應(yīng)，以便大致了解濾波器通帶和阻帶所處的位置。

 

如前所述，AD9680具有四個DDC，各含一個NCO，多達(dá)四個級聯(lián)的半帶（HB）濾波器（亦稱為抽取濾波器），一個可選性6 dB增益模塊以及一個可選復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊，如圖1所示。我們曾在第一部分討論過，信號首先通過NCO，使輸入信號音的頻率偏移，然后通過抽取模塊，也可選擇通過增益模塊，以及選擇通過復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊。

 

圖1. AD9680中的DDC信號處理模塊。

 

首先我們將討論在AD9680中使能復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊時DDC抽取濾波器的情況。這意味著DDC將配置為接受實數(shù)輸入和產(chǎn)生實數(shù)輸出。在AD9680中，復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊會使輸入頻率自動向上偏移fS/4。圖2所示為HB1濾波器的低通響應(yīng)。這是HB1響應(yīng)，顯示了實數(shù)和復(fù)數(shù)域響應(yīng)部分。若要了解濾波器的實際運作，首先要觀察濾波器在實數(shù)域和復(fù)數(shù)域內(nèi)的基本響應(yīng)，從而可以觀察到低通響應(yīng)。HB1濾波器有一個通帶占實數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%。還有一個阻帶也占實數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%，其過渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)數(shù)域，通帶和阻帶各占復(fù)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%（共77%），而過渡帶占剩余的23%。如圖2所示，濾波器是位于實數(shù)域和復(fù)數(shù)域之間的一個鏡像。

 

圖2. HB1濾波器響應(yīng)—實數(shù)域和復(fù)數(shù)域響應(yīng)。

 

現(xiàn)在我們可以觀察到，通過使能復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊將DDC置為實數(shù)模式時會發(fā)生什么情況。使能復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊會導(dǎo)致頻域中出現(xiàn)fS/4的偏移。如圖3所示，可看到頻移和產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)。注意該濾波器響應(yīng)的實線和虛線。實線和陰影區(qū)表示這是fS/4頻移后新的濾波器響應(yīng)（產(chǎn)生的濾波器響應(yīng)不能跨越奈奎斯特邊界）。虛線用來顯示若未進入奈奎斯特邊界本該存在的濾波器響應(yīng)。

 

圖3. HB1濾波器響應(yīng)—DDC實數(shù)模式（復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊使能）。

 

注意，在圖2和圖3中，HB1濾波器的帶寬保持不變。兩者之間的區(qū)別是fS/4頻移和第一奈奎斯特區(qū)內(nèi)的中心頻率。然而應(yīng)注意，在圖2中，我們將奈奎斯特區(qū)的38.5%用于信號的實數(shù)部分，另38.5%用于信號的復(fù)數(shù)部分。在圖3中，復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊已使能，奈奎斯特區(qū)的77%均用于實數(shù)信號，而復(fù)數(shù)域已被丟棄。除了fS/4頻移之外，過濾器響應(yīng)保持不變。還應(yīng)注意，該轉(zhuǎn)換的一個結(jié)果是：抽取率此時等于1。有效采樣速率仍然是fS，但奈奎斯特區(qū)內(nèi)僅有77%的可用帶寬，而不是整個奈奎斯特區(qū)均可用。這意味著，當(dāng)HB1濾波器和復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊使能時，抽取率等于1（更多信息請參閱AD9680數(shù)據(jù)手冊）。

 

下面我們來看看濾波器在不同抽取率（即，使能多個半帶濾波器）的響應(yīng)，以及ADC輸入頻率混疊對有效的抽取濾波器響應(yīng)有何影響。圖4中的藍(lán)色實線表示HB1的實際頻率響應(yīng)。虛線則表示因ADC混疊效應(yīng)所產(chǎn)生的HB1有效混疊響應(yīng)。由于第二、第三、第四……奈奎斯特區(qū)的輸入頻率實際上混疊到ADC的第一奈奎斯特區(qū)，因此HB1濾波器響應(yīng)有效地混疊到這些奈奎斯特區(qū)。例如，一個駐留在3fS/4的信號將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/4。HB1濾波器響應(yīng)僅駐留在第一奈奎斯特區(qū)，并且是ADC混疊導(dǎo)致了HB1的有效響應(yīng)看起來像是混疊到其他奈奎斯特區(qū)，理解這一點非常重要。

 

圖4. ADC混疊導(dǎo)致的HB1有效濾波器響應(yīng)。

 

現(xiàn)在我們來討論HB1 + HB2使能的情況。其結(jié)果會使抽取率為2。這里的藍(lán)色實線也表示HB1 + HB2濾波器的實際頻率響應(yīng)。濾波器通帶的中心頻率仍是fS/4。HB1 + HB2使能將導(dǎo)致可用帶寬占奈奎斯特區(qū)的38.5%。同樣，請注意ADC的混疊效應(yīng)及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。一個出現(xiàn)在7fS/8的信號將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/8。類似的，一個5fS/8的信號將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的3fS/8。這些復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊使能的示例可以從含有HB1 + HB2很方便地擴展到含有HB3和HB4濾波器二者或其中之一。注意，當(dāng)DDC使能時，HB1濾波器不可旁通，而HB2、HB3和HB4濾波器可選擇使能。

 

圖5. ADC混疊導(dǎo)致的HB1+HB2有效濾波器響應(yīng)（抽取率=2）。

 

我們已經(jīng)討論了抽取濾波器使能時的實數(shù)工作模式，現(xiàn)在我們可以探討DDC的復(fù)數(shù)工作模式。仍以AD9680為例。與DDC的實數(shù)工作模式類似，這里將展示歸一化的抽取濾波器響應(yīng)。同樣，示例濾波器響應(yīng)圖中沒有確切表明插入損耗與頻率之間的具體關(guān)系，而是形象地描繪了該濾波器的近似響應(yīng)。這樣做是為了便于更好地了解ADC混疊如何影響濾波器響應(yīng)。

 

在復(fù)數(shù)模式中使用DDC時，它配置為具有一個復(fù)數(shù)輸出，由實數(shù)和復(fù)數(shù)頻域（通常稱為I和Q）構(gòu)成?；仡檲D2可知，HB1濾波器具有低通響應(yīng)，通帶為實數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%。還有一個阻帶也占實數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%，其過渡帶占剩余的23%。同樣，在復(fù)數(shù)域，通帶和阻帶各占復(fù)數(shù)奈奎斯特區(qū)的38.5%（共77%），而過渡帶占剩余的23%。

 

當(dāng)HB1濾波器使能，在復(fù)數(shù)輸出模式下操作DDC時，抽取率等于二，輸出采樣速率為輸入采樣時鐘的二分之一。擴展圖2中的曲線可顯示出圖6所示的ADC混疊的影響。其中的藍(lán)色實線表示實際濾波器響應(yīng)，藍(lán)色虛線則表示因ADC混疊效應(yīng)所產(chǎn)生的濾波器的有效混疊響應(yīng)。7fS/8的輸入信號將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/8，使其位于HB1濾波器的通帶內(nèi)。同一信號的復(fù)數(shù)鏡像駐留于–7fS/8，并將在復(fù)數(shù)域混疊到–fS/8，使其位于復(fù)數(shù)域的HB1濾波器通帶內(nèi)。

 

圖6. ADC混疊導(dǎo)致的HB1有效濾波器響應(yīng)（抽取率=2）—復(fù)數(shù)。

 

接下來，我們將討論HB1 + HB2使能的情況，如圖7所示。其結(jié)果會使得每個I和Q輸出的抽取率為4。這里的藍(lán)色實線也表示HB1 +HB2濾波器的實際頻率響應(yīng)。HB1 + HB2濾波器同時使能將導(dǎo)致每個實數(shù)和復(fù)數(shù)域中的可用帶寬為抽取奈奎斯特區(qū)的38.5%（fS/4的38.5%，其中fS為輸入采樣時鐘）。請注意ADC的混疊效應(yīng)及其對HB1 + HB2濾波器組合的影響。一個出現(xiàn)在15fS/16的信號將混疊到第一奈奎斯特區(qū)的fS/16。該信號在復(fù)數(shù)域的–15fS/16有一個復(fù)數(shù)鏡像，并將混疊到復(fù)數(shù)域第一奈奎斯特區(qū)的–fS/16。同理，這些示例也可以擴展到HB3和HB4均使能的情況。本文中并未顯示這些內(nèi)容，但根據(jù)圖7所示的HB1 + HB2響應(yīng)很容易推算出來。

 

圖7. ADC混疊導(dǎo)致的HB1 + HB2有效濾波器響應(yīng)（抽取率=4）—復(fù)數(shù)。

 

看到所有這些抽取濾波器響應(yīng)，您的腦海里可能會有這樣的問題："我們?yōu)槭裁匆槿。?quot;以及"這樣做有什么好處？"不同的應(yīng)用具有不同的要求，而這些要求可以從ADC輸出數(shù)據(jù)的抽取中獲利。其中一個原因是要增大RF頻帶中某段狹窄頻帶上的信噪比。另一個原因是為了使處理帶寬更小，這樣可使JESD204B接口的輸出通道速率降低，從而便于使用低成本的FPGA。通過使用全部四個抽取濾波器，DDC可實現(xiàn)處理增益，并使SNR改善達(dá)10 dB。在表1中，我們可以看到當(dāng)DDC工作于實數(shù)模式和復(fù)數(shù)模式時，不同的抽取濾波器選擇所提供的可用帶寬、抽取率、輸出采樣速率和理想SNR改善情況。

 

表1. DDC濾波器特性(AD9680)

 

關(guān)于DDC工作模式的討論有助于深入了解AD9680中抽取濾波器的實數(shù)工作模式和復(fù)數(shù)工作模式。采用抽取濾波可提供多個好處。DDC可工作于實數(shù)模式或復(fù)數(shù)模式，允許用戶根據(jù)特定應(yīng)用的需求采用不同的接收器拓?fù)?。結(jié)合第一部分所述的內(nèi)容，還有助于探討采用AD9680的一個真實示例。該示例將綜合實測數(shù)據(jù)和Virtual Eval中導(dǎo)出的仿真數(shù)據(jù)，以便于比較結(jié)果。

 

在此例中我們將采用在第一部分中曾使用的相同條件。輸入采樣 速率為491.52 MSPS，輸入頻率為150.1 MHz。NCO頻率為155 MHz， 抽取率設(shè)為4（由于NCO分辨率，實際NCO頻率為154.94 MHz）。因 此，輸出采樣速率為122.88 MSPS。由于DDC進行復(fù)數(shù)混頻，因此 分析中包含復(fù)數(shù)頻域。注意，圖8中添加了抽取濾波器的響應(yīng)， 以深紫色曲線表示。

 

圖8. 信號通過DDC信號處理模塊—抽取濾波。

 

NCO偏移后的頻譜：

 

1.基頻從+150.1 MHz下移至–4.94 MHz。

2.基頻鏡像從–150.1 MHz開始偏移，并繞回至+186.48 MHz。

3.二次諧波從191.32 MHz下移至36.38 MHz。

4.三次諧波從+41.22 MHz下移至–113.72 MHz。

 

2倍抽取后的頻譜：

 

1.基頻位于–4.94 MHz。

2.基頻鏡像向下轉(zhuǎn)換至–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器衰減。

3.二次諧波位于36.38 MHz。

4.三次諧波由HB1抽取濾波器衰減。

 

4倍抽取后的頻譜：

 

1.基頻位于–4.94 MHz。

2.基頻鏡像位于–59.28 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

3.二次諧波位于-36.38 MHz，并由HB2抽取濾波器衰減。

4.三次諧波經(jīng)過濾波，基本由HB2抽取濾波器完全消除。

 

AD9680-500的實測結(jié)果如圖9所示?；l位于–4.94 MHz?；l鏡像位于–59.28 MHz，幅度為–67.112 dBFS，意味著鏡像衰減了大約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz，并衰減了大約10至15 dB。三次諧波經(jīng)過充分濾波，實測結(jié)果不高于噪底。

 

圖9. 信號經(jīng)過DDC后的FFT復(fù)數(shù)輸出（NCO = 155 MHz，4倍抽取）。

 

現(xiàn)在可使用Virtual Eval來觀察仿真結(jié)果與實測結(jié)果的對比情況。首先，從網(wǎng)站上打開該工具，并選擇要仿真的ADC（見圖10）。Virtual Eval工具在ADI網(wǎng)站的Virtual Eval下。Virtual Eval中的AD9680模型含有一項新開發(fā)的功能，允許用戶仿真不同的ADC速度等級。由于此示例使用了AD9680-500，所以該功能很重要。Virtual Eval加載后，首先提示選擇產(chǎn)品類別和產(chǎn)品。注意，Virtual Eval中不僅涵蓋高速ADC，而且包含精密ADC、高速DAC以及集成/專用轉(zhuǎn)換器這些產(chǎn)品。

 

圖10. Virtual Eval中的產(chǎn)品類別和選型。

 

從產(chǎn)品列表中選擇AD9680。這將會打開AD9680仿真的主頁。VirtualEval中的AD9680模型還含有一個框圖，詳細(xì)介紹了ADC模擬功能和數(shù)字功能的內(nèi)部配置。該框圖與AD9680數(shù)據(jù)手冊中的框圖相同。在此頁面的左側(cè)下拉菜單中選擇所需的速度等級。對于本例，速度等級選擇500 MHz，如圖11所示。

 

圖11. Virtual Eval中的AD9680速度等級選擇和框圖。

 

然后，為了執(zhí)行FFT仿真，必須設(shè)定輸入條件（見圖12）。回顧一下，本例的測試條件包含一個491.52 MHz的時鐘速率和一個150MHz的輸入頻率。DDC使能，NCO頻率設(shè)為155 MHz，ADC輸入設(shè)為Real（實數(shù)），復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)實數(shù)模塊(C2R)為Disabled（禁用），DDC抽取率設(shè)為Four（4），DDC中的6 dB增益為Enabled（使能）。這意味著DDC將設(shè)為具有實數(shù)輸入信號和復(fù)數(shù)輸出信號，并且抽取率為4。DDC中的6 dB增益使能是為了補償DDC中混頻處理所導(dǎo)致的6 dB損耗。Virtual Eval每次只能顯示噪聲或失真其中一種結(jié)果，因此文中列出兩個圖表，分別用來顯示噪聲結(jié)果（圖12）和失真結(jié)果（圖13）。

 

圖12. Virtual Eval中的AD9680 FFT仿真—噪聲結(jié)果。

 

圖13. Virtual Eval中的AD9680 FFT仿真—失真結(jié)果。

 

Virtual Eval中可顯示許多性能參數(shù)。該工具可提供基頻鏡像的位置以及各諧波位置，這對于頻率規(guī)劃非常方便。還允許用戶查看基頻鏡像或任何諧波信號音是否出現(xiàn)在所需的輸出頻譜內(nèi)，從而使得頻率規(guī)劃更輕松。Virtual Eval仿真得出SNR值為71.953 dBFS，SFDR為69.165 dBc。但需考慮一下，基頻鏡像通常不會出現(xiàn)在輸出頻譜中，如果我們消除雜散信號，那么SFDR為89.978 dB（若參考的輸入功率是–1 dBFS，則為88.978 dBc）。

 

圖14. AD9680 FFT測量結(jié)果。

 

Virtual Eval仿真器在計算SNR時不包括基頻鏡像。請務(wù)必調(diào)整VisualAnalog™中的設(shè)置，忽略測量結(jié)果中的基頻鏡像，以得到正確的SNR。該方法適用于對基頻鏡像不在所需頻帶內(nèi)的情況進行頻率規(guī)劃。SNR的實測結(jié)果為71.602 dBFS，非常接近于Virtual Eval中的仿真結(jié)果71.953 dBFS。與之類似，實測的SFDR為91.831 dBc，非常接近于仿真結(jié)果88.978 dBc。

 

Virtual Eval能夠準(zhǔn)確地預(yù)測硬件行為，表現(xiàn)極為出色。您只需一把舒適的椅子，一杯熱茶或咖啡，即可預(yù)測出器件行為。特別是對于帶有DDC的ADC（如AD9680），Virtual Eval能夠很好地仿真ADC的各種性能（包括鏡像和諧波），便于用戶進行頻率規(guī)劃，并且盡可能將這些干擾信號保持在頻帶外。隨著載波聚合和直接射頻采樣得到越來越多的應(yīng)用，工具箱內(nèi)備有類似于Virtual Eval的工具將會使您的工作得心應(yīng)手。此類工具能夠準(zhǔn)確地預(yù)測ADC性能，幫助系統(tǒng)設(shè)計人員為某些應(yīng)用（如通信系統(tǒng)、軍事/航空航天雷達(dá)系統(tǒng)以及許多其他類型的應(yīng)用）設(shè)計進行適當(dāng)?shù)念l率規(guī)劃。建議您充分利用ADI新一代ADC器件的數(shù)字信號處理功能優(yōu)勢。同時建議您使用Virtual Eval來規(guī)劃您的下一個設(shè)計，提前構(gòu)想預(yù)期性能。

 

 

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